книги из ГПНТБ / Барсуков Ф.И. Элементы и устройства радиотелеметрических систем

постоянной полярности, то в качестве Демодуляторов в зависимости от вида входного информативного пара­ метра могут использоваться широко распространенные типы демодуляторов (детекторов). Так, например, при преобразовании амплитуды, частоты и фазы перемен­ ного тока (напряжения) в напряжение постоянной по­ лярности в качестве демодуляторов используются соот­ ветственно амплитудные, частотные и фазовые детекторы всех типов.

В качестве информативных параметров импульсных сигналов, снимаемых с выходов преобразователей не­ электрических величин, наиболее часто используются амплитуда импульсов и частота их следования. Для преобразования изменений амплитуды импульсов в на­ пряжение постоянной полярности применяются пиковые детекторы. Частота же следования импульсов преобра­ зуется в напряжение постоянной полярности посредством различного типа частотомеров и периодомеров.

В цифровых РТС частота гармонических и импульс­ ных сигналов преобразователей может преобразовывать­ ся непосредственно в двоичный код без промежуточного преобразования в напряжение постоянной полярности. Такие преобразователи оказываются несложными, и их применение упрощает согласующее устройство и кодер передающей части РТС.

Демодулятор должен иметь практически линейную характеристику, связывающую значения информативных параметров входного и выходного сигналов. От степени линейности характеристики зависят точность преобразо­ вания, а следовательно, и вносимые демодулятором по­ грешности. Преобразующие свойства демодуляторов ха­ рактеризуются коэффициентом преобразования, опреде­ ляемым как отношение приращения информативного па­ раметра выходного сигнала ДѵВых к приращению инфор­ мативного параметра входного сигнала Дг|Вх-'

■Ниже приводится краткое описание некоторых наи­ более широко используемых в согласующих устройствах преобразователей (демодуляторов).

Преобразование частоты следования периодических сигналов в напряжение постоянной полярности. Указан­

ное преобразование может производиться двумя способа­ ми: методом определения частоты следования «нулей» и

100

методом, основанным на использовании частотного де­ тектора.

Первый способ обеспечивает преобразование в на­ пряжение частоты сигнала любой формы. Этим методом часто пользуются для измерения частоты следования импульсных сигналов. Второй способ применим только для преобразования синусоидальных сигналов.

На рис. 3-6,а приведена функциональная схема пре­ образователя частоты сигнала в напряжения по методу счета «нулей». Для измерения частоты периодических сигналов по этому методу их необходимо предваритель­ но преобразовать в последовательность стандартных коротких импульсов. Поэтому входной периодический сигнал синусоидальной (рис. 3-6,6) или другой формы подается на формирующее устройство, где он преобра­ зуется в колебания прямоугольной формы (рис. 3-6,в). Выходные колебания формирующего устройства диффе­ ренцируются (рис. 3-6,г). Последовательность положи­ тельных или отрицательных импульсов, полученных после дифференцирования, нормируется по форме и амплитуде (рис. 3-6,6). Стандартные импульсы с выхо­ да нормирующего каскада подаются на схему частото­ мера.

Действие частотомера основано на преобразовании последовательности импульсов, нормированных по ам­

где \RR —внутреннее сопротивление диодов в прямом на­ правлении.

При поступлении на вход частотомера первого им­ пульса диод отпирается и конденсаторы Сі и С2 заряжа­ ются до напряжений, обратно пропорциональных величи­ нам емкостей Cf и С2. Постоянная времени заряда щ равна:

Она выбирается значительно меньше длительности импульсов (7?дСі<^и), так что заряд конденсаторов Q и С2 происходит быстро и заканчивается задолго до окон-

101

чаиия действия импульса. Вследствие этого величина длительности импульсов па процессы в описываемой схе­ ме частотомера не оказывает влияния. После окончания действия импульса входное напряжение становится равным нулю и конденсатор Сt быстро разряжается че­ рез диод Д і и внутреннее сопротивление источника.

Постоянная времени разряда Сі выбирается в не­ сколько раз меньшей наименьшего периода следования входных импульсов ('і/?дСі<7’и.шги). Во время действия

следующего входного импульса конденсатор С2 снова подзарядится. С другой стороны, конденсатор С2, кроме заряда через диод Д2, все время разряжается через ре­ зистор Ri. Постоянная времени этого разряда

выбирается большой настолько, чтобы подзаряд конден­ сатора С2 за один импульс был бы больше, чем его раз­ ряд за время одного периода Тп следования импульсов ,(RiCz^>RnCi). Поэтому напряжение на конденсаторе С2 будет расти от импульса к импульсу. Однако этот при­ рост с каждым последующим импульсом будет умень­ шаться по мере повышения напряжения U0р на конден­ саторе С2. Так как конденсатор Cj разряжается за время

102

между импульсами до напряжения Ucp, то приращение заряда на конденсаторе С2 за период составляет:

где UH— амплитуда входных импульсов.

Через некоторое время наступает равновесный дина­ мический режим, при котором заряд, приобретенный конденсатором С2 за время действия импульса tw будет им теряться за время между импульсами.

Чем меньше период следования входных импульсов, тем при большем среднем значении напряжения на кон­ денсаторе Сг наступает равновесный динамический ре­ жим.

Величина выходного напряжения частотомера опреде­

Как следует из приведенного выражения, зависи­ мость выходного напряжения от частоты следования входных импульсов Рп— нелинейная. Однако при усло­ вии, что можно считать эту зависимость ли­ нейной. Для выполнения условия Сіі/?іДп<С 1 уменьшают величины Сі и Ді. При этом для сохранения требуемого значения постоянной времени Хг увеличивают емкость 'конденсатора С2. Однако с уменьшением емкости Сі уменьшается крутизна характеристики UCp=f(Fn). В це­ лях обеспечения линейности характеристики частотомера, кроме того, ограничивают верхнее значение измеряемой частоты следования входных импульсов. Рассмотренная схема частотомера может работать в широком диапазоне звуковых и ультразвуковых колебаний. При измерении наиболее низких звуковых и высоких ультразвуковых частот подобный частотомер из-за нелинейности его ха­ рактеристики имеет большие погрешности.

В качестве частотомера колебаний синусоидальной формы часто щспользуются устройства с частотным де­ тектором. Преобразование с помощью частотного детек­ тора осуществляется в два этапа. Вначале входные коле­ бания преобразуются в колебания, модулированные по амплитуде, а затем производится’ амплитудное детек­ тирование.

103

Если входные колебания имеют не синусоидальную форму, то из них предварительно нужно выделить си­ нусоидальное колебание основной частоты или ее гар­ монику. На рис. 3-8 представлена функциональная схема частотомера с частотным детектором. Входные колеба­ ния предварительно усиливаются, а затем с целью устранения паразитной амплитудной модуляции ограни­ чиваются. В результате ограничения формируется на­ пряжение прямоугольной формы, амплитуда которого не зависит от амплитуды входного сигнала. На выходе ограничителя установлен низкочастотный фильтр, выде­ ляющий первую гармонику прямоугольных колебаний.

Рис. 3-8. Структурная схема частотомера гармонических колебании.

Преобразование изменений частоты синусоидального сигнала в изменение его амплитуды производится по­ средством электрической цепи с частотно-зависимыми передаточными свойствами (селективной цепй). В ка­ честве такой цепи могут использоваться расстроенные колебательные LC-контуры или селективные /?С-цепи. При изменении частоты сигнала на входе такой цепи выходные колебания оказываются промодулированными по амплитуде. После амплитудного детектирования и фильтрации таких колебаний выделяется сигнал, вели­ чина которого изменяется по закону частотной модуля­ ции входных колебаний.

На частотах до 100 кгц в качестве селективных цепей в частотных детекторах применяются преимущественно ДС-цепи. Наиболее широкое применение находит двой­ ной Т-образный RC-мост. Схема и частотная характерис­ тика моста приведены на рис. 3-9.

Двойной Т-образный RC-мост относится к ДС-цепям минимального типа, у которых на некоторой частоте До коэффициент передачи имеет минимальное значение. Ес­ ли элементы цепи выбраны так, что Ri='R%=R; Rz=<r\R,

104

а С\— Сг= 'С\ С3 = С/тр то зависимость частоты F0-от па­ раметров элементов схемы определяется соотношением

Коэффициент передачи моста на частоте Fo находится по формуле

где г) — параметр двойного Т-образного /?С-моста, пока­ зывающий соотношение величин элементов его схемы.

Обычно выбирается 71=0,5, при этом спады частотной характеристики моста получаются наиболее крутыми,

Fo

d)

Рис. 3-9. Двойной Т-образный RC-мост.

а —схема; б — амплитудно-частотная характеристика.

а зависимость коэффициента передачи от расстройки оп­ ределяется выражением

где y = 2AF/F0— относительная расстройка.

При работе моста в схеме частотного детектора ис­ пользуется нисходящая или восходящая ветвь его час­ тотной характеристики. Если частота входного сигнала будет меняться в пределах нисходящей ветви характе­ ристики моста, то амплитуда выходного напряжения моста с увеличением частоты входного сигнала будет уменьшаться. При использовании восходящей ветви ха­ рактеристики с ростом частоты входного сигнала будет увеличиваться амплитуда выходного напряжения.

Подбором параметра т] моста и диапазона изменения частоты входного сигнала удается получить практически линейную зависимость выходного напряжения от частоты

105

На диод Ди выполняющий функции амплитудного детектора, действует суммарное напряжение вторичной обмотки трансформатора Трг (иг) и напряжение верхней половины вторичной обмотки трансформатора Тру (ui).

6)

На детектор Дг действует также суммарное напряже­ ние, однако второе слагаемое (и'у) в этом случае имеет противоположную фазу. Напряжения ііу и иг представ­ ляются следующими соотношениями:

Ui= t/mi sin (cöf+ tp);

. Uz— Uml Sin (ät.

Напряжения, прикладываемые к диоду Ду между точками оа схемы (рис. 3-11,а) и диоду Дг между точ­ ками об, равны соответственно векторным суммам (рис. 3-11,6):

Ui='Umi+ Urn2; ITг=— Umy+Um2.

Разностное напряжение, снимаемое с RC-цепи, вклю­ ченной на выходе обоих амплитудных детекторов Ді

107

и Д% является выходным напряжением фазового детек­ тора. Его величина при условии, что и т1^ и т2, опре­ деляется соотношением

Тр2 или на трансформатор Трі. Поэтому выражение (3-11), полученное в предположении, что Umi<^iUm2, бу­

Из фазовых детекторов широко используются коль-

.цевые фазовые детекторы, которые лучше по сравнению с балансными обеспечивают подавление комбинацион­ ных колебаний, возникающих при фазовом детектиро­ вании из гармоник входных сигналов. Однако кольцевые фазовые детекторы при прочих равных условиях имеют в 2 раза меньший коэффициент передачи, чем балансные детекторы.

та для измерения частоты и. периода периодических (чаще синусоидальных) колебаний—дискретный частото­ мер (рис. 3-12,а) и дискретный периодомер (рис. 3-12,6).

В дискретном частотомере периодические колебания входного сигнала преобразуются в периодическую по­ следовательность импульсов и подаются на один из вхо­ дов логического элемента Иь На другой вход этого эле­ мента поступают импульсы калиброванной длительно­ сти Г, вырабатываемые схемой формирования маркерного интервала.

Количество импульсов преобразуемого сигнала тщ прошедшее через схему Иі за длительность интервала Т, оказывается пропорциональным частоте входного ’сиг­ нала /цІЗМи равным

(3-12)

Выходные импульсы схемы Иі считаются двоичным счетчиком I.

108

Схема формирования маркерного интервала Т содер­ жит триггер, счетчик II и элемент И2. При подаче на один из входов элемента И2 сигнала начала счета на вы­ ход элемента И2 проходят импульсы частоты /зт, пода-

*)

Рис. 3-12. Преобразование частоты в двоичный код.

а — цифровой частотомер; б — цифровой пернодомер.

ваемые на другой его вход от генератора высокой ста- ,бильности.

Выходными импульсами логического элемента И2 за­ пускаются триггер и счетчик II с коэффициентом пере­ счета Кг. Если один из выходных импульсов элемента Иг запускает триггер, то выходной импульс счетчика, выпол­ няющего в этой схеме роль делителя частоты входных

109