книги из ГПНТБ / Панкратов, В. П. Фазовые искажения и их компенсация в каналах тч при передаче дискретных сигналов
.pdfвыраженного перекоса и колебательных изменений час тотной характеристики тракта с амплитудой, превосхо дящей 1,3 дБ.
В настоящее время считают, что корректирующие устройства, в частности фазовыравниватели, должны яв ляться принадлежностью аппаратуры передачи дискрет ных сигналов. Однако дальнейшее распространение ап паратуры передачи данных, работающей по коммути руемым каналам тч, потребует установки корректирую щих устройств не только в оконечных, но и в транзит ных пунктах. А это означает, что устройства корректи рования должны быть принадлежностью оборудования канала тч.
Практика подготовки каналов тч показывает, что можно путем корректирования частотных характеристик
расширить используемую полосу |
частот |
от |
AF — |
= 3350—350 =3000 Гц и обеспечить |
устойчивую |
работу |
|
однократной системы передачи сигналов со |
скоростью |
||
В = 2400 Бод или со скоростью В = 2400 га, Бод, |
в зависи |
||
мости от кратности п применяемой системы. |
|
|
Ч А С Т Ь Ш
КОРРЕКТИРОВАНИЕ ФАЗОВЫХ ИСКАЖЕНИИ В КАНАЛАХ ТЧ
ГЛ А В А 8. ПОДГОТОВКА КАНАЛОВ ТЧ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ
СИГНАЛОВ
8.1. Методы повышения пропускной способности каналов
Ограничение спектра частот передаваемых сигналов и неравномерность частотных характеристик каналов тч являются 'Причинами возникновения межсимвольных влияний, которые заметно снижают скорость 'передачи дискретных сигналов, а следовательно, пропускную спо собность каналов тч. Для повышения пропускной спо собности каналов необходимо, прежде всего, компенси ровать неравномерность частотных характеристик путем дополнения их характеристиками корректирующих уст ройств, включ-аемых на выходе канала тч (ем. рис. 7.1).
Кроме того, уменьшение мешающего действия меж символьных влияний достигается корректированием фор мы дискретного сигнала. В этом случае корректор, яв ляющийся составной частью аппаратуры передачи дан ных, устанавливается на выходе демодулятора либо, кро ме того, на входе модулятора. Отсюда следует, что кор ректоры сигнала обеспечивают компенсацию искажений, вносимых уплотняемым каналом тч, либо создают предыскажения, которые затем устраняются действием
канала [5].
Остановимся на анализе методов корректирования частотных характеристик и, главным образом, на кор ректировании фазовых искажений в каналах тч.
Уменьшение криволинейности или линеаризаций фа зо-частотной характеристики тракта может быть достиг нуто с помощью корректирующих устройств минимально фазового и неминимально фазового типа.
Изменение фазо-частотной характеристики минималь но фазовыми цепями, как известно, сопряжено с 'изме нениями амплитудно-частотной характеристики. Поэто-
211
му корректирующие устройства, включающие только цепи минимально фазового типа, вместе с изменением фазо-частотной характеристики тракта вносят измене ния амплитудно-частотной характеристики, которые мо гут нежелательным образом сказаться на форме «прини маемых сигналов. Это в значительной степени ограничи вает возможности использования цепей минимально фа зового типа в качестве корректирующих устройств кана лов магистральной связи, хотя в последнее время они опять начинают применяться для корректирования фа зовых искажений каналов тч. Важным Достоинством кор ректирующего устройства такого типа является то, что суммарная фазо-частотная характеристика будет иметь меньший наклон, чем характеристика корректируемого канала тч.
Таким образом, минимально фазовый корректор, включающий усилитель и амплитудно-выравнивающий четырехполюсник, уменьшает неравномерность частот ной характеристики путем введения отрицательного группового времени, тогда как корректоры других типов вносят дополнительное групповое время, заметно увели чивая общее групповое время канала и корректора. Уве личение группового времени тракта передачи дискрет ных сигналов является нежелательным, так как приво дит к усложнению запоминающихся ячеек аппаратуры передачи данных с решающей обратной связью.
Корректирование цепями минимально фазового типа является также применение выравнивателей, включаю щих звенья фильтров нижних и фильтров верхних частот, частота среза которых выбирается вне используемой по лосы частот. Положительным свойством корректирую щих устройств этого типа является возможность полу чения плавных частотных зависимостей группового вре мени. Однако применять фазовыравнивающие устрой ства, включающие только фильтрующие звенья, для кор ректирования каналов тч нецелесообразно потому, что для обеспечения сравнительно большой крутизны нара стания характеристики группового времени, которая встречается в каналах, необходимо использовать боль шое число звеньев, что сопряжено с целым рядом допол нительных трудностей. Кроме того, с помощью рассмат риваемых цепей трудно обеспечить требуемую точность фазового корректирования. Поэтому они используются лишь для первоначальной грубой коррекции в дополне ние к корректорам других типов.
212
Изменение фазовой характеристики тракта возмож но также путем применения неминимально фазовых ш-производных фильтрующих звеньев или фильтров с линейной фазо-частотной характеристикой [7, 60, 67]. В этом случае специальным образом должны рассчиты ваться фильтры аппаратуры уплотнения. Однако они по лучаются значительно сложнее и больше по габаритам, чем фильтры, выполненные без учета линеаризации фа зовой характеристики. Поэтому использование таких фильтров оказывается возможным только в групповых трактах аппаратуры уплотнения для улучшения фазо частотных характеристик широкополосных каналов, а применять их в индивидуальном оборудовании каналов тч нецелесообразно.
Наиболее широкое распространение для корректиро вания фазовых искажений тракта передачи дискретных сигналов из числа возможных неминимально фазовых цепей получили скрещенные фазовые контуры, содержа щие реактивные элементы — индуктивности и емкости. При физической реализации фазовых контуров чаще всего используются Т-образные перекрытые схемы, по лученные путем эквивалентных преобразований скрещен ных мостовых фазовых звеньев второго или первого по рядка. Фазовыравнивающие устройства для каналов тч в зависимости от величины неравномерности и требуе мой точности корректирования включают от пяти до пят надцати пассивных фазовых звеньев, состоящих из эле ментов LC, либо /?С-активных фазовых звеньев. Основ ным преимуществом /?С-акти®ных фазовых звеньев яв ляется возможность их микроминиатюризации.
Фазокорректирующие устройства принято классифи цировать на индивидуальные, стандартные и переменные.
Индивидуальные фазовыравнивающие устройства предназначены для корректирования некоммутируемых каналов тч стационарных магистралей связи. Они уста навливаются на отдельные (арендованные) каналы, спе циальным образом рассчитываются и настраиваются под их характеристики. Такие устройства позволяют полу чить максимальную точность корректирования фазо-час тотной характеристики (порядка Зч-6° или ± 504-100 мс).
Стандартные или усредненные фазовыравнивающие устройства предназначены для корректирования различ ных каналов тч, коммутируемых в процессе эксплуата ции. Как видно из названия, они рассчитываются под усредненные характеристики каналов одной группы ап
213
паратуры уплотнения либо одного типа каналов. Такие корректоры обычно выполняются в виде отдельных сек ций, каждая из которых обеспечивает корректирование характеристики одного переприемного участка. Поэтому настройка корректора при подготовке транзитных ка налов заключается лишь в выборе определенного числа секций, соответствующего количеству переприемных участков. Никаких дополнительных измерений суммар ной фазо-частотной характеристики или частотной зави симости группового времени не делается и не требуется. В этом и состоит главное преимущество стандартных фа зовыравнивающих устройств. Естественно, что стандарт ные корректоры обеспечивают значительно меньшую точ ность корректирования, чем индивидуальные. Обычно точность корректирования усредненных фазовыравнивателей обеспечивается порядка 15ч-20° или ±250 мс в диа пазоне корректирования. Заметное снижение точности наблюдается при каскадном включении нескольких сек ций, обеспечивающих корректирование транзитных ка налов. Некоторое повышение точности фазового коррек тирования транзитных каналов тч может быть получено применением парных стандартных корректоров СТ-1 и СТ-2, отличающихся резонансными частотами фазовых звеньев (резонансные частоты одного должны распола гаться между резонансными частотами другого), причем каждый из них рассчитан на корректирование характе ристик одного переприемного участка. Иногда для по вышения точности корректирования стандартные фазо выравнивающие устройства дополняют переменными фа зовыми звеньями.
Широкое распространение для корректирования ком мутируемых каналов тч находят переменные фазовырав нивающие устройства. В состав такого устройства, пред назначенного для корректирования одного-двух пере приемных участков, обычно включается 7—9 основных пассивных переменных фазовых звеньев, каждое из ко торых обеспечивает изменение группового времени сту пенями через 0,3 мс в пределах 0,7ч-1,9 мс в сравнитель но узком диапазоне частот (3004-250 Гц), и несколько дополнительных звеньев, вносящих малую неравномер ность группового времени (0,64-0,7 мс), но в более ши роком диапазоне частот (7004-800 Гщ). Особенностью использования переменных фазовыравнивающих уст ройств является необходимость настройки положения ре гуляторов. Применение специальных датчиков измери
214
тельных сигналов и осциллографа или электронной при емной схемы позволяет сравнительно быстро подстроить переменный фазовый корректор под характеристики уп лотняемого канала тч. Примером фазового корректора, имеющего постоянные и переменные фазовые звенья, может служить комплект ФК-1, в который, кроме фазо вого корректора, входит индикатор настройки фазового корректора ИНФК.
Помимо ступенчатой регулировки частотной характе ристики группового времени, иногда требуется плавная регулировка, которая может 'быть получена включением активного корректора е резонансным контуром в одном плече. Однако такой корректор (звено) осуществляет корректирование в узком диапазоне частот, поэтому для корректирования 'всей эффективно передаваемой полосы частот канала тч необходимо задействовать около 7— 10 звеньев, каждое из которых должно включать тран зисторы и трансформатор. Все это приводит к громозд кости и высокой стоимости рассматриваемого коррек тора.
Для устранения амплитудно-частотных искажений, вносимых фазовыми звеньями, приходится вводить спе циальные амплитудные выравниватели либо включать усилители, в цепях отрицательной обратной связи кото рых имеются контуры, изменяющие усиление соответст вующим образом.
Колебательная форма отклонения фазо-частотной и амплитудно-частотной характеристик откорректирован ного тракта является причиной появления опережающих и отстающих эхо-сигналов, которые вызывают межсим вольные связи импульсов передаваемой комбинации. Для компенсации эхо-сигналов применяют гармонические кор ректоры, частотные характеристики которых разлага ются в ряды гармонических функций: амплитудно-частот ная характеристика— в косинусный ряд, а фазо-частот ная характеристика— в синусный ряд. В состав таких корректоров входит секционированная линия задержки с отводами, с которых сигнал подается в сумматор с раз личными амплитудами и определенным сдвигом по вре мени, зависящим от характеристик корректируемого тракта. Гармонический корректор обычно используется для дополнительного точного корректирования частот ных характеристик тракта, в котором предварительно уже осуществлено фазовое корректирование стандарт ным фазовыравнивателем. Несмотря на относительную
2 1 5
сложность гармонических корректоров, они получают все более широкое распространение в системах передачи дискретных сигналов, так как обладают важными поло жительными качествами: высокой точностью корректи рования фазо-частотной характеристики (порядка 1—3°) и возможностью автоматизации подбора параметров гармонического корректора под характеристики коррек тируемого канала тч.
Приведенный обзор методов повышения пропускной способности каналов тч путем корректирования частот
ных характеристик позволяет сделать |
следующие вы |
воды: |
• |
1.Наиболее распространенным и удобным в эксплу атационном отношении методом корректирования яв ляется применение стандартных фазовыравнивающих устройств.
2.Повышение точности фазового корректирования может быть достигнуто сочетанием стандартных фазо выравнивающих устройств с переменными фазовыми
звеньями.
3.Для компенсации амплитудно-частотных искаже ний тракта целесообразно применять амплитудные вы равниватели либо усилители с частотнозависимыми це пями отрицательной обратной связи.
4.Применение гармонических корректоров позволяет создать автоматически управляемую систему корректи рования частотных характеристик тракта, обеспечиваю щую требуемую точность корректирования.
Расширение используемой полосы частот тракта поз воляет передавать дискретные сигналы по каналам тч со скоростью 2400 Бод при симметричном расположении частоты несущего колебания в однократных системах передачи и со скоростью 4800 Бод или 9600 Бод — в мно гократных системах.
8.2. Фазовые корректирующие контуры
При синтезе четырехполюсников в зависимости от условий решаемой задачи могут быть заданы требова ния к частотным (амплитудно-частотной, фазо-частотной характеристике или той и другой одновременно), им пульсным и переходным характеристикам цепи. Однако какая бы характеристика не задавалась, 'всегда прихо дится оперировать передаточной функцией, которая для
216
электрических цепей с сосредоточенными элементами может быть представлена в ввде
гр |
ь°Рт |
biPm 1~Ь |
• |
• |
• Ч~ ьт |
_ ^ (р) |
|
Рп + |
aiP"-1 + |
. |
- |
, а„ |
( 8. 1) |
|
V(p) |
Для физической реализуемости операторной передаточ ной функции (8.1) необходимо и достаточно, чтобы все коэффициенты функции были бы вещественны, а в зна менателе рациональной дроби стоял бы полином Гурвица
V(p) = pn + alPn- 1+ . . .ап. |
(8.2) |
Г)олином*Гурвица называют полином*! переменной р, у которого все нули расположены в левой полуплоско сти комплексной переменной р= о -И со, т. е. уравнение V(p) = Q имеет либо вещественные отрицательные корни, либо комплексно-сопряженные корни с отрицательной вещественной частью. Отсюда следует первое свойство полинома Гурвица, заключающееся в том, что он может быть представлен произведением полиномов первой и второй степени с вещественными положительными коэф фициентами. Действительно, пусть рассматриваемыми нулями полинома Гурвица будут р\ ——си; р%=—02+ i « 2; рз=—02—i С02, тогда представление V(p) произведением
У(р) = (Р — P i)(P ~ Рг)(Р— Рз) - |
- ЛР — Рп)- |
(8.3) |
|
будет включать в себя сомножители |
полиномов |
вида: |
|
(Р — Pi) = |
(Р + ffi); |
|
(8-4) |
(Р —Р2) (Р —Рз) = Р2 + 2о2р + |
а2 = |
+ а^р + pai (8.5) |
|
где |
|
|
(8.6а) |
а2 = 2о2; |
|
||
Рг = °2 |
ш2 • |
|
(8.66) |
Вторым свойством полинома Гурвица, вытекающим из 1(8.3), (8.4), (8.5), является то, что ни один из коэф фициентов а\, а2 ... ап полинома (8.2) не равен нулю и все они положительны. Следовательно, полином Гурвица можно представить суммой четных и нечетных степеней в виде
V (р) = М (р2) + pN (р2), |
(8.7) |
где М(р2) и N (р2) — четные полиномы.
217
Подстановка p = ico в (8.4) и (8.5) позволяет пред ставить полином (8.2) в виде комплекса полинома Гурвица
V (i«,) = | V (i ш) | е,,г(м) = | V (i со)| cos cpr(co)+i\V(i со) | sin Фг(со).
(8.8)
Аргумент q)iv(co) комплекса полинома Гурвица степени п устойчивой электрической цепи обладает тем 'свойством, что при изменении круговой частоты tco от 0 до оо он монотонно возрастает и изменяется в пределах от О до л («/2).
Полином W(p) числителя выражения (8.1) вследст вие первого условия физической реализуемости должен иметь корнями вещественные или комплексно-сопряжен
ные числа. |
Следовательно, нулями (рои poz, ..., рот) |
и по |
|
люсами (pi, |
pz, |
рп) операторной передаточной функции |
|
Т (р) = |
W (Р) = |
М Р ~ Рог) (Р — Рог) • • •(Р — Pom) ‘ |
/g дч |
|
V (р) |
(р — Pi) (р — Ра) • • •(р — Рп) |
|
могут быть вещественные или комплексные попарно со пряженные числа, либо те и другие одновременно, при чем полюса должны быть вещественными отрицатель ными или иметь отрицательную вещественную состав ляющую. Полюса функции Т(р), расположенные на мни мой оси, определяют цепь, находящуюся на границе устойчивости, которая при наличии активных элементов может быть устойчивой или переходить в режим само возбуждения.
Таким образом, расположение полюсов функции Т(р) в левой полуплоскости определяется условиями физи ческой реализуемости устойчивой от самовозбуждения электрической цепи. Важное влияние на свойства элек трических цепей оказывает расположение нулей функ ции Т(р), что является основой для классификации их на два различных типа: минимально фазовых и немини мально фазовых.
Минимально фазовыми цепями называют электричес кие цепи, операторные передаточные функции которых не имеют нулей в правой полуплоскости; все же 'Осталь ные цепи относятся к числу . неминимально фазовых. Частным случаем цепей неминимального фазового типа являются фазовые контуры, операторная передаточная функция которых записывается в виде
У (-р)
(М О )
V(p)
218
В числителе дроби (8.10) стоит сопряженный полином Гурвица, нули которого зеркально отображают на пра вую плоскость нули полинома Гурвица. В этом легко убедиться, если заменить р на —р в полиноме Гурвица:
У(— Р) = (—Р— Pi)(— Р — Pt)- |
- - ( — P— PJ = |
|
= (— (Р + Pi) (Р + Рг) ‘ |
• ЛР+Рп)- |
(8.11) |
Следовательно, нули и полюса операторной передаточ ной функции фазовых контуров располагаются симмет-
рично относительно осей комп- |
|
,-q |
||||
леканой переменной /7=о-Ию, |
|
|
||||
причем все |
нули находятся -в |
|
|
|||
правой, .а :все полюса — в ле |
* |
1аг1 - ^ й |
||||
вой полуплоскости. На рис. 8Л |
||||||
показано расположение нулей |
1 |
I |
||||
(0) |
и полюсов |
(X) .передаточ |
I |
I |
||
|
1 / |
|||||
ной |
функции |
(8.10), |
соответ I |
|
||
ствующей |
полиному |
Гурвица |
|
*2 |
||
третьей степени. |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|||
Передаточную 'функцию, оп |
I |
|
||||
ределяемую полиномом -Гурви |
I |
|
||||
ца п-й степени, можно предста |
^ |
-гц |
||||
вить в вцд-е произведения -пе |
|
7 |
||||
редаточных функций второго и |
|
Рис. 8.1 |
первого порядков. Такой вы вод непосредственно следует из первого свойства поли
нома Гурвица. Для передаточной функции третьего по рядка можем записать
Т(Р) = |
(— Р + Ok) (— Р + О! — 1 а»;) (— р + QI + |
i Щ) |
|
(Р + Ok) (р + oi — i а>1) ( р - h o i - h i (Hi) |
|
||
|
|
||
|
_ — p -hQ k рг — 0ЧР + Pi |
(8. 12) |
|
|
Р + ок |
+ aifh r Pi |
|
где сц, Pi определяются по |
ф-лам (8.6a), (8.66). Каж |
дый множитель разложения передаточной функции (8.12) реализуется фазовым контуром первого или -вто рого порядка. Поэтому цифры I и II, стоящие около ну лей и полюсов на рис. 8.1, -означают принадлежность их
к фазовому контуру указанного порядка. |
|
|
полу |
|||||
Подставляя р = i со |
в (8.10), аналогично (8.8) |
|||||||
чим выражение |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
V(— j(0) |
11/ (i со) ! е |
' |
|
—21фг(ш) |
|
||
Т (i<fl)= |
V (i (0) |
, |
,. |
. , |
1фг(и) |
= |
е |
,(8.13). |
|
|
| |
V ( 1 |
со) | |
е г |
|
|
|
219