3577

=30º

(а)

UBN

iB

(б)

UCN

Рис. 8.29. Сигналы ШИМ инвертора при угле отставания тока нагрузки = 30

Посмотрев на интервалы работы преобразователя (рис.8.30,а - 8.30,в), можно заметить, что имеют место интервалы, в течение которых фазные токи iA, iB и iC протекают только через приборы, соединенные с положительной шиной (то есть все три TA+, DA+, ТB+, DB+, ТC+ и DC+). Поэтому в течение данных интервалов все три фазы нагрузки закорочены, так что нет потока мощности от источника (то есть id = 0), как показано на рис.8.31,а.

Подобным образом, есть интервалы, когда все проводящие приборы подключены к отрицательной DС шине, образуя цепь рис.8.31,б. Величиной выходного напряжения можно управлять, изменяя длительность этих интервалов короткого замыкания. Такие интервалы трехфазного короткого замыкания не существуют в режиме прямоугольного напряжения. Поэтому в инверторах, работающих в режиме прямоугольного напряжения, выходное напряжение регулируется изменением входного напряжения Ud.

Рис. 8.31. Состояние к.з. в трехфазном ШИМ инверторе

Влияние времени запаздывания на напряжение в ШИМ инверторах

Эффект запаздывания выходного напряжения показан на примере одного плеча однофазного или трехфазного полномостового инвертора, приведен на рис.8.32,а.

Ранее мы предполагали, что вентили идеальны. Это позволяет считать, что вентили в плече инвертора одновременно меняют свое состояние с открытого на закрытое и наоборот.

На практике из-за конечного времени включения/выключения, связанного с любым типом вентилей, прибор отключается за период времени, показанный на рис.8.32,б.

Рис. 8.32. Эффект задержки времени Однако включение другого вентиля из того же плеча инвертора проис-

ходит через время задержки t , которое выбирается с запасом, во избежание коротких замыканий или встречных токов через плечо инвертора. Это время задержки выбирается в пределах всего лишь нескольких микросекунд для быстро переключаемых приборов типа МOSFЕТ и больше для медленно переключаемых вентилей. Сигнал управления для двух вентилей с временем задержки показан на рис.8.31,в. Так как оба вентиля отключены в течение времени задержки, UAN на этом интервале зависит от направления iA, как показано на рис.8.31,г для iA>0 и на рис.8.31,д для iA<0. Идеальный сигнал (без времени задержки) показан пунктиром. Сравнивая идеальный сигнал) UAN с реальным, разница между ними определяется соотношением

UE = (UAN)идеал – (UAN)реальн.

Усредняя UE за один период частоты переключений, можно получить изменение выходного напряжения t

но полярность U AN зависит от направления тока. Кроме того, U AN пропорционально времени задержки и частоте переключений fS (fS=1/TS), показывая, что при больших частотах переключений необходимо использовать быстро переключаемые приборы для уменьшения t .

Проводя такой же анализ для плеча В однофазного инвертора рис.8.32,а с учетом, что

iА=-iB, получим:

Так как U0 =UAN - UBN и i0 =iA, то среднее мгновенное значение разницы напряжений, то есть среднее значение идеализированного сигнала минус реальный сигнал за время TS равно

График мгновенного среднего значения U0 в функции Uупр показан на рис.8.33,6 с временем задержки и без него.

Для синусоидального Uупр в однофазном полномостовом ШИМ инверторе мгновенное среднее выходное напряжение U0(t) показано на рис. 8.34 для тока нагрузки i0, который считается синусоидальным и отстающим от U0(t). Искажение U0(t) при переходе тока

через ноль вызывает в спектре выходного напряжения гармоники низких порядков основной частоты, такие как третья, пятая, седьмая и т.д. Подобные искажения имеют место и в линейных напряжениях на выходе трехфазного ШИМ инвертора, где гармоники основной частоты имеют порядок 6m±1 (m=1,2,3...).

Рис. 8.33. Эффект t в синусоидальных выходных сигналах

Переключение с подавлением заданных гармоник

Эта схема является соединением ШИМ и прямоугольного напряжения, что позволяет управлять выходным напряжением, а также подавлять в нем требуемые гармоники. Напряжение UA0 плеча инвертора, отнесенное к 1/2Ud, построено на рис.8.35,а, где показано 6 "вырезов" в прямоугольном выходном напряжении, позволяющих управлять величиной напряжения основной частоты и подавлять пятые и седьмые гармоники.

U A0

U d 2

б)

20 40 60 80 100

Основная гармоника в процентах от максимального напряжения основной частоты

Рис. 8.35. Запрограммированное подавление пятой и седьмой гармоник

Если взять за основу половину периода, то каждый "вырез" имеет одну степень свободы, то есть, имея три "выреза" на половину цикла, можно управлять выходным напряжением и подавлять две гармоники (в данном случае пятую и седьмую).

Рис. 8.35,а показывает, что форма выходного сигнала имеет нечетную полупериодную симметрию (иногда относимую к нечетной четвертьпериодной). Поэтому будут присутствовать только нечетные гармоники (коэффициенты синусоидальных составляющих). Так как в трехфазном инверторе (состоящем из трех таких плеч) третья гармоника и кратные ей уже подавлены, то их не требуется подавлять в каждом плече инвертора указанным выше способом.

Подробное рассмотрение показывает, что частота переключений вентиля на рис.8.35,а в семь раз выше частоты переключений, связанной

сработой прямоугольного напряжения.

Врежиме прямоугольного напряжения основная составляющая напряжения равна

Требуемые величины построены на рис. 8.35,6 как функции отношения основной частоты к ее максимально доступной величине.

Для управления основной составляющей выходного напряжения и подавления пятой, седьмой, одиннадцатой и тринадцатой гармоник потребуется пять "вырезов" в каждом полупериоде. В этом случае каждый вентиль будет переключаться с частотой в 11 раз выше частоты, связанной с режимом прямоугольного напряжения.

При помощи сверхбольших интегральных схем (СБИС) и микроконтроллеров данная схема подавления гармоник может быть осуществлена. Она позволит подавлять ненужные низшие гармоники без сильного повышения частоты переключений (следовательно, потерь). Гармоники высоких порядков можно, если требуется, отфильтровать небольшим фильтром. Однако, прежде чем использовать данную схему, нужно сравнить ее с синусоидальной ШИМ при низком m f , чтобы выяснить, какая из

них больше подходит. Следует заметить, что и здесь имеют место искажения из-за времени задержки.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Развитие силовой преобразовательной техники стимулируется непрерывным ростом потребляемой электроэнергии с использованием устройств, работающих на постоянном токе и устройств с использованием электроэнергии переменного тока с другими параметрами по частоте, отличной от генерируемой 50 Гц.

Твердотельные полупроводниковые приборы на базе запираемых тиристоров (GTO, IGCT), мощных полевых транзисторов с запираемым затвором (IGBT) позволили резко увеличить единич-ную мощность до нескольких мегавольтампер, а также улучшить их динамические показатели по временам включения и отключений силовых цепей.

Все это позволило создавать мощные преобразовательные подстанции для питания электротранспорта, мощных электро-приводов прокатных станов, электротехнологических установок и других потребителей.

Наряду с мощными потребителями имеются многочисленные локальные потребители, где используются постоянный ток (ме-дицина, гальваника, бытовая техника).

Для того чтобы правильно спроектировать любое преобразовательное устройство необходимо выполнить ряд требований по обеспечению определенных технологических характеристик, энергетических и других показателей (как потребителей электро-энергии от питающей системы переменного тока).

Предлагаемое пособие позволит дать необходимые ответы по выбору схемы преобразователя, выбору элементной базы, опре-делению расчетных мощностей первичной и вторичной обмоток согласующего трансформатора, определению энергетических ха-рактеристик, влиянию преобразовательных установок на питаю-щую сеть и разработать мероприятия по обеспечению электро-магнитной совместимости.

5.Тиристорные преобразователи для электропривода

7.Импульсные преобразователи переменного напряжения 162