3577

ции, либо заменой однооперационных тиристоров на двухоперационные или силовые транзисторы.

Характер зависимости действующего значения напряжения на нагрузке от угла (регулировочную характеристику) для фазового регулирования с отстающим и опережающим углами управления (рис. 7.2, а, в) находят соответственно из соотношений

или в относительных единицах при чисто активной нагрузке

(7.1)

где U — действующее значение переменного напряжения на входе (U = U1 при отсутствии и U = U2 при наличии входного трансформатора), равное выходному напряжению при = 0.

Аналогичную зависимость для двустороннего фазового регулирования (рис. 6.2, г) находят из выражения

U н 1 (2U ) 2 sin 2 td t,

откуда

Регулировочные характеристики, построенные по выражениям (7.1) и (7.1), приведены на рис. 7.3.

Рис. 7.3. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:

1, 2 — при отстающем и опережающем углах управления ; 3 — при двустороннем фазовом регулировании

При рассматриваемых способах регулирования в случае чисто активной нагрузки кривые тока, потребляемого от сети, и тока iН совпадают по форме с кривой напряжения Uн и при > 0 отличны от синусоиды. Иными словами, для этих преобразователей, как и для выпрямителей, важное значение имеет оценка эффективности потребления мощности от сети — коэффициент мощности cos (1) . Коэффициент искажения ν от-

ражает отличие формы кривой тока от синусоиды. Параметр (1) характеризует угол сдвига первой гармоники потребляемого тока от кривой напряжения питающей сети. Для способа регулирования в соответствии с рис. 7.2,а первая гармоника тока имеет отстающий угол сдвига относительно напряжения, а в соответствии с рис. 7.2,в — опережающий. Для обоих этих способов коэффициент сдвига и коэффициент искажения определяются соотношениями

т. е. в одиночных преобразователях переменного напряжения независимо от используемого метода фазового регулирования коэффициент мощности равен относительному напряжению на нагрузке и связан с ним линейной зависимостью (кривая 1 на рис. 7.4).

Рис. 7.4. Зависимость коэффициента мощности преобразователя переменного напряжения от относительного напряжения на нагрузке: 1—

одиночных преобразователей; 2—при комбинации способов регулирования для двух преобразователей

Одинаковый коэффициент мощности для рассматриваемых методов фазового регулирования получается за счет больших искажений кривой тока iН на рис. 7.2,г, чем на рис. 7.2,а,в, т. е. за счет меньшего коэффициента ν.

Для увеличения коэффициента ν регулирование мощности потребителя осуществляют, когда это возможно (например, при работе на нагревательные сопротивления электропечей), от группы преобразователей, питающихся от общей сети. Повышение коэффициента мощности объясняется тем, что токи основных и высших гармонических, создаваемые в питающей сети отдельными преобразователями, суммируются геометрически, в связи с чем фазовый сдвиг суммарной основной гармоники по отношению к напряжению питания и суммарные амплитуды высших гармонических получаются меньшими, чем при одном преобразователе, работающем на полную мощность. Существенный эффект при этом достигается за счет комбинации рассмотренных способов регулирования. Указанное иллюстрируется кривой 2 на рис. 7.4 для двух преобразователей при управлении по законам, соответствующим рис. 7.2, а, в.

Рис. 7.5. Схема преобразователя переменного напряжения

синдуктивностью в цепи нагрузки (а) и его временные диаграммы (б - г)

Наличие индуктивности в цепи нагрузки вносит отличие в характер изменения тока нагрузки и напряжения. Влияние индуктивности рассмотрим при фазовом методе регулирования с отстающим углом отпирания тиристоров (см. рис. 7.2, а). Схема преобразователя с RL-нагрузкой и временные диаграммы, поясняющие его работу, приведены на рис. 7.5, а- г.

При чисто активной нагрузке ток iН достигает нулевого значения при переходе напряжения питания через нуль (см. рис. 7.2, а). Интервал проводимости тиристоров . Вид кривой iН (ωt) совпадает с кривой Uн(ωt). Индуктивность Lн замедляет нарастание тока iН при отпирании тиристоров и препятствует его уменьшению при снижении напряжения U (рис. 7.5, в). Ток iН продолжает протекать через нагрузку и соответствующий тиристор и после перехода напряжения питания через нуль, достигая нулевого значения спустя интервал в пределах очередной полуволны напряжения U. Интервал проводимости тиристоров увеличивается на угол , т. е. . За счет увеличения интервала проводимости

тиристоров в кривой Uн, также как в управляемых выпрямителях, появляются дополнительные участки напряжения U (рис. 7.5, б), отсутствовавшие при чисто активной нагрузке. Интервал паузы в кривой выходного напряжения сокращается до значения . Указанное приводит к изменению и формы кривой напряжения на тиристоре (рис. 6.51, г). Действующее значение напряжения на нагрузке, определяемое по формуле

Ток в нагрузке на интервале проводимости каждого тиристора находят из анализа переходного процесса, обусловленного отпиранием тиристора. Его можно определить в виде суммы двух составляющих: при-

ставляющих, определяющая ток iН , равна нулю

откуда определяем коэффициент А

С учетом выражений (7.9),(7.10) находим

При чисто активной нагрузке (Lн=0, 0, tg 0 ) соотношение (7.12) приводится к виду

т. е. кривая тока iН на интервале проводимости тиристоров определяется синусоидой напряжения питания (см. рис. 7.2, а).

интерес определение так называемого критического значения угла управ-

моментом отпирания другого тиристора), паузы в кривой тока iН и напряжения Uн отсутствуют и длительность проводящего состояния каждого тиристора становится равной 180°.

Рис. 7.6. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу преобразователя переменного напряжения при критическом значении угла управления

Из уравнения (7.13) следует, что такой режим имеет место

Действующее значение напряжения на нагрузке максимально и относительная его величина согласно соотношению (7.8) равна единице. Кривая тока iН становится непрерывной и синусоидальной. В соответст-

го значения напряжения на нагрузке и ее тока. Для осуществления нормальной работы схемы в этой зоне (создания непрерывного тока нагрузки) необходимо подавать на тиристоры управляющие импульсы достаточной длительности (рис. 7.6), чтобы при малых углах КР они перекрывали по длительности момент перехода тока нагрузки через нуль. В противном случае отпирающий импульс для очередного тиристора закончится раньше, чем прекратится ток в параллельном ему тиристоре, и тиристор не сможет открыться — произойдет пропуск его отпирания. Исходя из наименьшего угла =0 длительность отпирающих импульсов должна быть не меньше .

Проведенный анализ работы схемы рис. 7.1, а может быть перенесен и на один из ее вариантов (см. рис. 7.1, б). В схеме рис. 7.1, б используются дополнительные диоды Д1, Д2, включенные встречно-параллельно тиристорам, в связи с чем обратное напряжение на тиристорах в процессе работы близко к нулю. Это позволяет облегчить требования к выбору тиристоров по напряжению, так как он будет проводиться только по максимальному значению прямого напряжения. Ток нагрузки соответствующего направления протекает в данной схеме через последовательно включенные тиристор и диод. Кривая обратного напряжения на диоде при регулировании имеет тот же вид, что и кривая обратного напряжения одноименного тиристора в схеме рис. 7.1, а.

В схеме рис. 7.1, б используется только один управляемый вентиль. Ток нагрузки протекает через три последовательно включенных вентиля (тиристор Т и два накрест лежащих диода). Ввиду наличия диодов Д1 — Д4 на тиристоре Т будет действовать напряжение прямого смещения не-

работой отдельных преобразователей трехфазной системы при включении звездой (в) и треугольником (г)

Элементы трехфазной нагрузки с включенными встречнопараллельно тиристорами соединены звездой. В схеме рис. 7.7, б три звена трехфазной системы соединены треугольником. Трехфазные преобразователи, выполненные по этим схемам, состоят из трех рассмотренных ранее однофазных схем при питании от напряжений, имеющих фазовый сдвиг в 120°. Питание отдельных преобразователей в схеме рис. 7.7, а осуществляется фазным напряжением, а в схеме рис. 7.7, б — линейным. Работа преобразователей каждой фазы при фазовом регулировании не зависит от процессов, протекающих в двух других фазах.

Преобразователь на рис. 7.7, в выполнен по схеме, аналогичной схеме рис. 7.7, а, но без нулевого провода. Схема преобразователя на рис. 7.7, г содержит три тиристорные группы, соединенные треугольником, и является модификацией схемы рис. 7.7, в. В обеих схемах в контур тока нагрузки каждой фазы входит также сопротивление нагрузки другой фазы, а на отдельных интервалах — и сопротивления двух других фаз. Иными словами, работа всех трех фаз при фазовом регулировании, например, с отстающим углом (в данных схемах при отпирании тиристоров в каждой фазе со сдвигом на угол относительно перехода фазного напряжения через нуль) взаимосвязана. Вследствие этого форма кривой напряжения на нагрузке (Uна, Uнв, Uнс) в этих схемах будет отличаться от кривой напряжения на нагрузке в однофазных и трехфазных (рис. 7.7, а, б) схемах. В схемах рис. 7.7, в, г она будет составляться под воздействием напряжений всех трех фаз, а в токах нагрузки ( iНА iНВ iНС ) будут от-

сутствовать гармонические, кратные трем (как и в любой трехфазной системе, соединенной звездой). Однако повышения коэффициента мощности при регулировании здесь не происходит по сравнению с однофазными преобразователями, поскольку повышение коэффициента k за счет исключения указанных гармонических компенсируется соответствующим снижением cos (т. е. сохраняется общая для фазового регулирования закономерность, согласно которой = Uн/U). К недостаткам схемы рис. 7.7,в в сравнении со схемой рис. 7.7, г следует отнести необходимость подачи отпирающих импульсов одновременно на два, а в отдельные моменты времени и на три тиристора, а также большую загрузку тиристоров по току.

Максимальные значения прямого и обратного напряжений на тиристорах в схеме рис. 7.7, а определяются амплитудой фазного напряжения

23 Uл, а в схемах (рис. 7.7, б — г) — амплитудой линейного напряжения

2 Uл.

Рассмотрим подробнее применение преобразователей переменного напряжения при построении управляемых выпрямителей на повышенные напряжения, где получил распространение фазовый метод регулирования преобразователей. При этом схему выпрямителя (однофазного или трехфазного) выполняют на неуправляемых вентилях (диодах), а управление его выходным напряжением осуществляют со стороны первичной обмотки питающего трансформатора (т. е. при более низком напряжении) за счет встречно-параллельного включения тиристоров (рис. 7.8).

Рис. 7.8. Схема однофазного мостового выпрямителя, управляемого со стороны первичных обмоток трансформатора

Поскольку диоды выпускаются на более высокие напряжения, чем тиристоры, такой принцип построения высоковольтных управляемых выпрямителей часто позволяет уменьшить количество вентилей, включаемых последовательно на вторичной стороне, а следовательно, и их общее количество в схеме. Главное же, благодаря чему отдается предпочтение последовательному соединению диодов, а не тиристоров на вторичной стороне трансформатора, заключается в том, что это позволяет исключить повышенные требования к изоляции выходных цепей низковольтной системы управления выпрямителем, так как они теперь будут подключаться к тиристорам, расположенным на первичной стороне относительно низкого напряжения, а не на вторичной (высоковольтной). Рассмотренный принцип построения выпрямителей дает также определенные преимущества при больших токах нагрузки и малых напряжениях, когда возникает необходимость в параллельном соединении большого числа вентилей. Применение тиристоров на первичной стороне трансформатора позволяет существенно сократить их общее количество в выпрямителе (а в отдельных случаях и общее количество используемых полупроводниковых приборов), что сказывается на упрощении устройства управления ими.

7.2. Ступенчатый метод регулирования