Учебное пособие 2187

тельно. Поэтому второй транзистор 7 закрыт и ток i2 через вторую последовательную цепь на этом интервале времени не протекает (i2 = 0).

Необходимо отметить, что спектры токов i1 и i2 в общем случае содержат как составляющие частоты , так и ее гармоники. Через нагрузочный резистор 5 протекает ток i = i1 + i2.

Аналогично изложенному выше происходит процесс формирования тока i и на других интервалах времени t4 – t8 и т.д., равных периоду колебаний Т воздействующих колебаний uфс и uфп. При этом ток i содержит только четные гармоники, поскольку нечетные гармоники с учетом фазового сдвига напряжения (2.9) взаимно компенсируются.

Как следует из временных диаграмм, приведенных на рис. 2.7, д и на рис. 2.7, е, на интервале времени t2 – t4, ток i имеет форму, близкую к удвоенной частоте (рис. 2.7, з). В результате сформирован ток

где I2’, I4’– амплитуды токов второй и четверной гармоник, который представляет периодическую функцию с периодом Т/2, не содержащую постоянную составляющую тока, поскольку ее среднее значение I0=0 за период колебаний, и состоит только из четных гармоник: 2 , 4 и т.д.

Согласно (2.10), в представленном устройстве не содержится постоянная составляющая тока I0 в спектре выходного сигнала. Поэтому заявляемое устройство является генератором четных гармоник. Напряжение на выходе устройства определяется соотношением

Как следует из (2.11), выходное напряжение повторяет форму суммарного тока i и близко к синусоиде частоты 2 . Поэтому устройство [20] в первом приближении является удвоителем частоты.

В связи с отсутствием постоянной составляющей, выражение (1.9), согласно [111], определяется соотношением:

PN (N2) 1

P1 , (2.12)

где P1 – мощность первой гармоники.

Соотношения Мэнли-Роу [39], в случае синусоидального воздей-

41

где РР — мощности соответствующих гармоник, а суммирование распространяется на все гармоники выше первой. Существенно, что в (2.13) не входит Р0 – мощность постоянной составляющей.

Необходимо отметить, что в качестве фазоинвертора 2 (рис. 2.6) можно использовать активную цепь, выполненную в виде парафазного усилителя с двумя противофазными выходами. Устройство работает в широкой полосе частот, поскольку в нем нет колебательных контуров.

Реализация пониженного уровня побочных гармоник в выходном колебании достигается использованием нагрузки в виде избирательной цепи. Однако полоса рабочих частот при этом, естественно, сужается.

Работа устройства [20] не критична к выбору параметров элементов его принципиальной схемы, поскольку устройство не содержит избирательных фильтров. Однако для эффективного подавления спектральной составляющей тока частоты , протекающий через нагрузочный резистор 5, необходимо обеспечить достаточно хорошую симметрию плеч схемы. Это прежде всего касается номиналов конденсаторов 8 и 9, а также равенство амплитуд напряжений uфс и uфп, формируемых фазоинвертором 2.

Необходимый уровень напряжения на выходе плеч фазоинвертора 2 определяется условиями работы первого и второго транзисторов 6 и 7. Так для полного переключения этих транзисторов необходимо, чтобы между их входными электродами (база – эмиттер) напряжение входной частоты с учетом напряжения их отсечки Е'=0,5 - 0,7 В для кремниевых транзисторов и Е’=0,2-0,3 В для германиевых транзисторов, составляло 1,5 – 2 В. Амплитуда напряжения между коллектором и эмиттером должна превышать амплитуду напряжения между эмиттером и базой в несколько раз, чтобы эти транзисторы были полностью открыты и перешли в режим насыщения. При этом их сопротивление становится минимальным. При выборе типов транзисторов 6 и 7 необходимо, чтобы при работе мгновенные значения токов и напряжений на их электродах не превышали допустимые величины. Кроме этого параметры этих транзисторов во многом определяют диапазон рабочих частот устройства, так как другие элементы схемы менее критичны. Так для обеспечения работоспособности в области высоких частот необходимо выбрать эти транзисторы с граничной частотой fт, как минимум, в несколько раз превышающей верхнюю рабочую частоту. Номинал нагрузочного резистора 5 должен быть таким, чтобы в нагрузку передавалась максимальная мощность. Поскольку биполярные транзисторы являются низковольтными элементами и работают в режиме насыщения то, через них протекает достаточно большой ток. Поэтому сопротивление нагрузочно-

42

го резистора 5 должно быть небольшим и составлять величину до нескольких десятков Ом.

Реактивные сопротивления конденсаторов 8 и 9 должны быть одинаковыми, чтобы обеспечивать симметрию работы устройства. С целью обеспечения наибольшей преобразуемой мощности и эффективности работы устройства их реактивные сопротивления должны, как минимум, в несколько раз превышать сопротивление нагрузочного резистора.

Сопротивления первого резистора 10 и второго резистора 11 выбираются из условия создания оптимального режима работы переходов база-эмиттер транзисторов в режиме открывания. С учетом реальных значений тока базы этих транзисторов их номиналы должны составлять от нескольких сотен Ом до нескольких кОм.

Допустимые токи полупроводниковых диодов 3 и 4 выбираются из условия обеспечения прохождения импульсов тока i1 и i2, а их сопротивления должны вносить как можно меньше потерь в цепи. Кроме этого на высоких частотах емкостная составляющая их сопротивления не должна влиять на режим работы устройства. Это достигается при условии, что емкостное сопротивление этих диодов, обусловленная паразитной емкостью, не создаёт инерционности.

Таким образом, с использованием синтезированных нелинейных реактивных элементов разработана новая методика преобразования частоты входного сигнала, заключающаяся в компенсации постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала в мощность колебаний чётных гармоник.

2.4. Разработка принципиальной электрической схемы параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2 на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе

Схемотехническое проектирование параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на примере умножителя с кратностью N=2 на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе проводилось в САПР Cadence в технологии 350нм [112]. Моделирование осуществлялось на частотах 10 МГц, 50 МГц, 100 МГц, 200 МГц и 500 МГц. Электрическая принципиальная схема умножителя частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов представлена на рис 2.8.

43

Рис. 2.8. Схема электрическая принципиальная ячейки УЧ на основе СНРЭ

R1,R2 – сопротивления, задающие рабочую точку транзистора;VT1, VT2 – вертикальные биполярные транзисторы; С1,С2 - выходные конденсаторы, суммарной емкостью 10 Пф; Rн – сопротивление нагрузки, составляющее порядка 150 Ом; VD1, VD2 - диоды, реализующие с конденсаторами С1,С2 СНРЭ с характеристиками общего вида

В табл. 2.1 представлены уровни гармоник выходного сигнала при изменении амплитуды входного сигнала. Моделирование проводилось для типовых моделей структурных элементов при температуре среды, составляющее 270С.

На рис. 2.9 – 2.13 представлены результаты моделирования схемы ячейки УЧ при амплитуде входного сигнала 1.2 В.

44

Таблица 2.1 Уровень гармоник выходного сигнала при амплитуде входного

сигнала 1.2 В

а) б)

Рис. 2.9. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 10 МГц: а) спектр выходного сигнала;

б) переходные характеристики

45

а) б)

Рис. 2.10. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 50 МГц: а) спектр выходного сигнала;

б) переходные характеристики

а) б)

Рис. 2.11. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 100 МГц: а) спектр выходного сигнала;

б) переходные характеристики

46

а) б)

Рис. 2.12. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 200 МГц: а) спектр выходного сигнала;

б) переходные характеристики

а) б)

Рис. 2.13. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 500 МГц: а) спектр выходного сигнала;

б) переходные характеристики

47

Разработанная принципиальная схема умножителя частоты функционирует в полосе частот 10-500 МГц при амплитуде входного сигнала 1.2 В. При этом уровень второй гармоники остается постоянным и высоким по уровню к остальным гармоникам, но в тоже время, ослаблен, по отношению ко входному (- 20 ÷ -27 дБ). Для дальнейшего использования спроектированной ячейки необходимо усилить сигнал до входного уровня [113].

В качестве усилителя можно использовать дифференциальный каскад, построенный на RF-транзисторах. Для усиления выходного сигнала до уровня входного может потребоваться несколько таких каскадов, включенных последовательно. Количество усилительных каскадов может изменяться в зависимости от частоты входного сигнала. Чем больше частота сигнала на входе ячейки, тем меньшее количество каскадов требуется, так как существует прямая зависимость амплитуды сигнала на выходе ячейки умножителя от входной частоты – чем выше частота входного сигнала, тем выше коэффициент передачи ячейки, а, следовательно, и амплитуда выходного сигнала. Но применение дифференциального каскада вызовет усиление и постоянной составляющей, что ограничит их количество при последовательном включении.

Для преобразования дифференциального сигнала в недифференциальный вид можно использовать токовое зеркало, построенное на двух транзисторах. Токовое зеркало выступает в роли нагрузки и его структуру можно реализовать на RF-транзисторах. Подобное решение широко используется в устройстве операционных усилителей [114]. На рис. 2.14 представлена схема ячейки умножителя с согласующим устройством на выходе

Рис. 2.14. Схема ячейки умножителя с согласующим устройством на выходе

48

Так как выходной сигнал будет усилен до уровня входного, то при подаче его на вход другой такой же ячейки входное согласующее устройство уже не потребуется, поэтому можно отказаться от использования его в схеме ячейки с целью уменьшения коэффициента гармонических искажений.

Результаты моделирования схемы ячейки умножителя с согласующим устройством на выходе представлены в таб. 2.2

Таблица 2.2 Результаты моделирования ячейки умножителя частоты c согласующим устройством на выходе при амплитуде входного сигнала 1.2 В

Из данных таб. 2.2 следует, подавление постоянной составляющей в спектре выходного сигнала составляет порядка 50 ÷ 70 дБ в полосе частот 10 – 500 МГц, при этом уровень второй гармоники в спектре выходного сигнала близок к уровню входного сигнала. Результаты моделирования показывают, что при указанных изменениях нагрузки коэффициент передачи согласующих цепей близок к 1, при неискаженном выходном сигнале.

2.5. Проектирование топологии преобразователя частоты и выполнение проверок на соответствие технологическим требованиям и электрическим связям

Топологическое проектирование проводилось в САПР Cadence технологическом базисе с длинной канала транзистора 350 нм в двухкарманной КМОП – технологии xh035 [115]. Проверка топологии бесфильтрового преобразователя частоты на соответствие технологическим требованиям проектирования топологии и электрическим параметрам осуществлена в программах проверки Diva Design Rule Check (DRC) и Diva Layout Versus Schematic (LVS) на базе файлов проверки divaDRC.rul и divaLVS.rul, имеющихся в составе пакета САПР Cadence.

49

Использовались ячейки для сравнения schematic и extracted, файл правил «Rules File» и библиотека правил «Rules Library». Реализован процесс создания нетлистов и их сравнение. Проанализирован файл результатов с расширением *.si, с указанием числа примитивов (элементов) в схеме и числа экстрактированных примитивов, количества unmatched (несовпадающих) по каким-либо параметрам элементов и узлов, а также причины несовпадения (например, несовпадение размеров). Процесс извлечения реализован успешно, результаты сохранены в файле, представляющем собой комбинацию из файла топологии и наложенных на него символов обнаруженных элементов. Также создан соответствующий ему список всех элементов и их соединений (netlist) для проведения верификации. В файле установлена максимальная допустимая разница в размерах элементов топологи и схемы на уровне 1%.

Программа проверки топологии на соответствие конструкторскотехнологическим требованиям техпроцесса прошла успешно и не выявила ошибок. На рис. 2.15 представлена реализованная топология ячейки преобразователя частоты без колебательных систем.

Рис. 2.15. Топология преобразователя частоты

50