Учебное пособие 2187

Результаты схемотехнического и топологического моделирования УЧ хорошо согласуются с основными техническими аспектами устрой-

ства [60].

Выводы к главе 3

Исследования архитектур и способов построения УЧ применительно к интегральным технологиям показало, что варакторные умножители, функционирующие на основе искажающего принципа, до сих пор не применялись в составе ИС, однако реализация их в интегральном исполнении возможна с получением широкого диапазона рабочих частот.

Получены следующие результаты исследований:

1.Впервые разработана методика построения широкополосного умножителя частоты гармонических колебаний в интегральном исполнении, заключающаяся в использовании искажающего метода умножения, реализации бесфильтрового способа построения умножителя на основе широкополосных приборов.

2.Разработан алгоритм реализации схемного решения широкополосного УЧ в интегральном исполнении, заключающийся в:

- выборе в качестве активного элемента широкополосного варактора, подборе типа варактора из имеющейся библиотеки технологического процесса;

- разработке входной согласующей цепи, формирующей синфазные сигналы на основе входного гармонического сигнала;

- задании с помощью источников напряжении смещения барьерного режима работы варакторов;

- разработке выходной согласующей цепи для выделения и спектра выходного сигнала полезного сигнала (гармоники требуемой частоты) и подавления побочных гармонических компонент.

3.На основе предложенной методики впервые разработаны схемные и топологические решения умножителя частоты в технологическом базисе с субмикронными топологическими нормами, спроектирован и исследован с СФ блок умножителя частоты по субмикронной технологии XH035 с технологическими нормами 350 нм зарубежной полупроводниковой фабрики XFAB. Исследования разработанного варакторного УЧ выполнялись на базе сформированной прецизионной модели на основе схемотехники, экстрактированной из топологии с паразитными

91

элементами, в среде высокоточного аналогового моделирования Spectre САПР Cadence. Разработанные схемотехнические и топологические решения отличаются широким диапазоном рабочих частот и низким уровнем побочных гармоник в спектре выходного сигнала, диапазонность УЧ составила полторы декады, что существенно превышает все известные мировые достижения.

4. Разработанная в результате исследований топология УЧ зарегистрирована в Роспатенте [143].

92

ГЛАВА 4. МЕТОДИКА ПОСТРОЕНИЯ УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ С ЭФФЕКТИВНЫМ ПОДАВЛЕНИЕМ ПОБОЧНЫХ КОМПОНЕНТ

ВСПЕКТРЕ ВЫХОДНОГО СИГНАЛА

4.1.Разработка оптимальной структуры умножителя с эффективным подавлением побочных гармоник

Известны удвоители частоты, содержащие нелинейные элементы и фильтры для подавления побочных гармоник [56], [71], [78, 79], [86], [122]. Недостаток такого технического решения — наличие фильтров и необходимость их перестройки при изменении входной частоты, что делает невозможным изготовление удвоителей в виде интегральных схем. Наиболее близким по технической сущности к оптимальной для интегральной реализации структуре является бесфильтровый удвоитель частоты, содержащий два нелинейных элемента с квадратичной характеристикой, включенных по двухтактной схеме [60]. Недостатком этого известного устройства является сравнительно высокий уровень побочных гармоник в спектре выходного сигнала, обусловленный отклонением формы реальных характеристик от квадратичной функции и наличием нагрузки.

Основная цель предлагаемой методики - понижение уровня побочных гармоник на выходе устройства – достигается с помощью использования компенсационного способа подавления побочных гармоник.

В известный удвоитель частоты введены второй удвоитель и фазовращатель на 90 , вход которого соединен с источником входных колебаний, выход - с входом второго удвоителя, а выходы удвоителей образуют выход всего устройства.

Из-за отклонения характеристик нелинейных элементов от квадратичной функции (параболы) в спектре известного удвоителя частоты [60] помимо выходной частоты вых = 2 вх присутствуют её высшие гармоники n вых, где n = 1, 2, 3,…. Поэтому, при воздействии на вход разработанного удвоителя частоты напряжения

напряжение на выходе первого удвоителя частоты будет иметь вид

93

На вход второго удвоителя поступает напряжение с выхода фазовращателя со сдвигом на 90 , т.е.

С учетом (4.3) напряжение на выходе второго удвоителя частоты запишется в виде

uВЫХ2 UВЫХn cos(2n ВХ ВЫХn n 1800) . (4.4) n

Из сопоставления (4.2) и (4.4) следует, что четные гармоники (n = 2, 4, 6,…) выходной частоты вых = 2 вх напряжений (4.2) и (4.4) совпадают по фазе, а нечетные гармоники (n = 3, 5, 7,…) — находятся в противофазе. Выходное напряжение всего устройства определяется как разность напряжений на выходах удвоителей. Поэтому четные гармоники выходной частоты 2n вых подавляются и в спектре выходного напряжения всего устройства присутствуют только нечетные гармоники

uВЫХ uВЫХ1 uВЫХ2 UВЫХk cos(k ВЫХ ВЫХk).(4.5) k 1,3,5

Поскольку из всех составляющих в спектре выходного напряжения наибольшую амплитуду имеет составляющая частотой 2 вых = 4 вх, ее отсутствие позволяет в значительной мере уменьшить уровень побочных гармоник на выходе устройства по отношению к напряжению умноженной частоты вых.

Таким образом, бесфильтровый удвоитель частоты гармонических колебаний, должен содержать два нелинейных элемента с квадратичной характеристикой, включенных по двухтактной схеме. Для обеспечения понижения уровня побочных гармоник в спектре выходного колебания необходимо ввести второй удвоитель частоты и фазовращатель на 90 ; выходные зажимы удвоителей образуют выход устройства.

Пример реализации предложенной структуры ячейки умножения представлен на рис. 4.1 [144]. Удвоитель частоты на МОП-транзисторах содержит:

-первый удвоитель, составленный из транзисторов J11, J21, включенных по двухтактной схеме с суммированием токов. На входе каждого транзистора включен резистивный делитель, предназначенный для понижения коэффициента передачи по напряжению;

-второй удвоитель, выполненный на транзисторах J12, J22;

-фазовращатели в виде RC-цепей.

94

Рис. 4.1. Ячейка умножения частоты на МОП-транзисторах [144]

Работоспособность схемы была проверена в приложении Spectre САПР Cadence с использованием базовых библиотек. При подаче на вход удвоителя напряжение с частотой 1 кГц параметры фазовращателя: Rf = Rf1 = Rf2 = 100 кОм; С = С1 = С2 = 200 нФ, что соответствует сопротивлению конденсаторов XC = 1/(2 200 10–9 103) = 795,775 Ом. Так как Rf >> XC, то для получения одинаковых напряжений на затворах транзисторов были выбраны следующие параметры резистивных дели-

телей: Rd11 = Rd12 = 100 кОм; Rd21 = Rd22 = 795,775 Ом.

Предлагаемая схема бесфильтровой ячейки умножения частоты с эффективным подавлением побочных компонент реализована в соответствии с разработанной структурой базовой ячейки УЧ.

Известен гармонический удвоитель частоты, содержащий фазоинверсный каскад и двухтактный каскад усиления [107]. Активный элемент работает с углом отсечки Θ=90°. Недостатком устройства является высокий уровень побочных гармоник. Это обусловлено разбросом параметров транзисторов двухтактного каскада, зависимостью этих параметров от температуры и частоты, отличием реальных характеристик активного элемента от квадратичной параболы с отсечкой. При этом,

95

уровень нечетных гармоник может быть небольшим, поскольку нечетные гармоники в нагрузочном резисторе вычитаются. Что касается четных гармоник, то они суммируются в нагрузочном резисторе. Поэтому при отклонении реальной характеристики от квадратичной параболы их уровень может быть высок, даже при наличии в устройстве [107] 100 % внутренней обработкой связи по току. Так уровень четвертой гармоники, определенный для угла отсечки Θ=90°, с использованием коэффициентов разложения [145], составляет до 10 процентов. Шестую гармонику можно не учитывать, т.к. ее уровень на 18,4 дБ ниже по сравнению с четвертой гармоникой.

Уменьшение уровня четных побочных гармоник на выходе удвоителя частоты обеспечивает разработанная ячейка умножения частоты (рис. 4.2), имеющая бесфильтровую структуру [146].

Рис. 4.2. Гармонический удвоитель частоты [146]

Гармонический удвоитель частоты содержит задающий генератор 1, фазовращатель 15, обеспечивающий фазовый сдвиг 900; фазоинверсные каскады (2, 16); двухтактные каскады усиления, включающие ак-

96

тивные элементы 3, 4, 17, 18 соответственно, нагрузочные резисторы 5, 19; выходную согласующую цепь 29, выход которой является выходом устройства.

Гармонический удвоитель частоты работает следующим образом. На истовый электрод активного элемента 3 воздействует напряжение

а на истоковый электрод активного элемента 4 воздействует напряжение

При работе активного элемента 3 с отсечкой по выходной цепи активного элемента 3 протекает ток

i1ВЫХ I1ВЫХ1 cos t I1ВЫХ 2 cos 2 t I1ВЫХ 3 cos 3 t , (4.8)I1ВЫХ 4 cos 4 t ...

где I1вых1, I1вых2, I1вых3, I1вых4 - амплитуды токов первой, второй, третьей и четвёртой гармоник соответственно. Эти гармоники синфазны, и на

нагрузочном резисторе 5 образуют напряжение с аналогичным спектром.

Через выход активного элемента 4 и нагрузочный резистор 5 протекает ток

где I2ВЫХ1, I2ВЫХ2, I2ВЫХ3, I2ВЫХ4 - амплитуды токов первой, второй, третьей и четвёртой гармоник соответственно. Четные гармоники токов i1ВЫХ и i2ВЫХ синфазны, нечетные гармоники токов i1ВЫХ и i2ВЫХ противофазны.

т.е. содержит только четные гармоники, находящиеся в фазе.

Сигнал частоты с выхода задающего генератора, проходя через фазовращатель, претерпевает фазовый сдвиг 900. При этом на истоковом электроде активного элемента 17 относительно управляющего электрода образуется напряжение

97

На истоковый электрод активного элемента 18 воздействует напряжение

В результате воздействия напряжения (4.11) на истоковый электрод активного элемента 17 через его выходную цепь протекает ток

0 0

I3ВЫХ3cos(3 t 270 ) I3ВЫХ4cos(4 t 360 ) ...

При воздействии напряжения (4.12) на истоковый электрод активного элемента 18 через него протекает ток

iВЫХ 4 I4ВЫХ1cos( t 2700) I4ВЫХ2сos(2 t 5400)

.(4.14)

I4ВЫХ3cos(3 t 8100) I4ВЫХ4сos(4 t 10800) ...

Через нагрузочный резистор 19 при идентичности параметров третьего активного элемента 17 и четвертого активного элемента 18 с учетом фазовых сдвигов токов i3ВЫХ (4.13) и i4ВЫХ (4.14) протекает ток

который содержит только четные гармоники, каждая из которых находиться в противофазе с соседней.

Из сравнения спектра токов iВЫХ1 (4.10) и iВЫХ2 (4.15) следует, что вторые гармоники этих токов противофазны, а четвертые гармоники этих токов синфазны.

Спектр напряжения, создаваемый током iВЫХ1 на нагрузочном резисторе 5 определяется зависимостью (4.10) а спектр напряжения на нагрузочном резисторе 19 определяется зависимостью (4.15).

При воздействии напряжения, создаваемого на нагрузочном резисторе 5 на синфазный вход выходной согласующей цепи 29 и напряжения, создаваемого на нагрузочном резисторе 19 на противофазный вход выходной согласующей цепи 29, на выход этой цепи передается только вторая гармоника 2 , поскольку выходная согласующая цепь передает разностный (противофазный) сигнал, воздействующего на ее входы. Четвертая гармоника сигнала, приложенного к входам выходной согласующей цепи 29, при этом компенсируется и на выход не передаётся, а

98

остается только вторая гармоника. Следует также отметить, что на выход устройства не передастся восьмая и другие гармоники, кратные четырем. Что касается остальных четных гармоник (шестой, десятой и т.д.), то их уровень существенно ниже второй гармоники как минимум на 60 дБ и для большинства практических задач является несущественным.

Таким образом, УЧ принципиально лучше мировых достижений по критерию уровня побочных гармоник на выходе удвоителя частоты, позволяет осуществить микроэлектронную реализацию, колебательные системы не используются.

4.2. Проектирование электрической схемы и топологии умножителя частоты с эффективным подавлением побочных гармоник

Реализация схемного решения умножителя с эффективным подавлением побочных гармоник выполнялась на базе субмикронной технологии на объемном кремнии XH035 фирмы XFAB с проектными нормами 350 нм. Выбор элементной базы в предложенном устройстве не имеет принципиальных трудностей, однако, согласно рекомендациям, изложенным в патенте [146], наиболее высокие требования предъявляются к активным элементам. При этом более целесообразно использовать полевые транзисторы, поскольку их проходная характеристика ближе к квадратичной параболе. С точки зрения обычного разработчика, использующего подобные XH035 распространенные технологии, будет целесообразно проверить работоспособность схемы именно при использовании типовых библиотечных МОП-транзисторов. При этом для обеспечения высокой идентичности параметров каждая из использованных пар активных элементов должна выполняться в виде дифференциальной пары, что при использовании интегральной технологии достигается с высокой точностью.

Фазоинверсные каскады наиболее целесообразно выполнять либо на основе парафазного каскада, либо на основе дифференциального каскада, что также реализуемо по интегральной технологии. Фазовращатель с фазовым сдвигом 900 можно реализовать в виде активной RC-цепи, позволяющей обеспечить коэффициент передачи равный 1, стабильность фазового сдвига и высокую технологичность. Выходную согласующую цепь с целью обеспечения технологичности необходимо реализовывать в виде дифференциального усилителя или операционного усилителя, чтобы выделить и по возможности усилить разностный вывод.

99

Работа по проектированию входных согласующих цепей является лишь инженерной задачей и не представляет научного интереса. Кроме того расчет согласующий устройств, таких как фазоинверсные каскады потребует знаний о частотном диапазоне, в котором должна работать ячейка удвоителя. При этом, если диапазонность ячейки достаточно велика, то вполне возможна такая ситуация, при которой, потребуется разработка нескольких вариантов фазоинверсной входной согласующей цепи, каждый из которых будет рассчитан на определенный диапазон рабочих частот. Проектирование указанных схем целесообразно выполнять исходя из требований конкретных технических заданий и при заданных условиях. Исходя из этих соображений, было принято решение отказаться от разработки входной фазоинверсной и выходной согласующей цепей. Для определения работоспособности схемы, спроектированной по предложенной методике, и анализа ее электрических параметров используются источники гармонического сигнала из базовой библиотеки приборов Cadence. При этом на входы ячейки удвоителя подаются сформированные гармонические сигналы, фазы которых соответствуют требованиям описанной методики.

В качестве активных элементов в схеме можно использовать как биполярные, так и полевые транзисторы. Но, т.к. биполярные структуры присутствуют не во всех КМОП технологических библиотеках, то было принято решение об использовании типовых МОП-транзисторов. В разработанной схеме используется библиотечный элемент nmos. Что касается других использованных элементов (конденсаторов и резисторов), то эти элементы также технологически реализуемы. При этом первый конденсатор 8, второй конденсатор 9, третий конденсатор 10, четвертый конденсатор 22, пятый конденсатор 23 и шестой конденсатор 28 являются блокировочными по высокой частоте. Их номинал выбирался исходя из отработанных на этапе моделирования варакторного удвоителя рабочих частотных диапазонов и составляет 4 пФ. Для оптимизации топологических габаритов конденсаторов было принято решение об использовании в их качестве библиотечных приборов cpod. Этот прибор сформирован на основе транзистора и использует подзатворную емкость, благодаря чему его габариты существенно меньше стандартных конденсаторов, обкладки которых образованы слоями поликремния и металла или металла и металла. Сопротивления входных, токоограничивающих и нагрузочных резисторов согласно рекомендациям в [146] может составлять от сотен Ом до десятков кОм что так легко реализуется с помощью обычных поликремниевых резисторов, в качестве которых использованы приборы rnp1 из состава базовых библиотек XH035.

100