Учебное пособие 2187

Рис. 5.6. Алгоритм программы

Блоками «9», «10» рассчитывается порядок производной ki комбинационной составляющей I формулы (5.17). Если полученный при расчете порядок ki производной удовлетворяет условию блока «11», который не должен превышать значение 10, то в блоке «12» рассчитывается производная Di c заданным порядком ki.

Вблоке «13» рассчитывается комбинационная составляющая I формулы (5.17) по полученным значениям Di, mi, Uω1^ mi.

Вблоке «14» переменной SumI присваивается рассчитанное значение комбинационной составляющей I.

Вблоках «15» - «20» производится аналогичный расчет комбинационной компоненты промежуточной частоты II (5.17), с той разницей,

131

что процедура расчета повторяется, пока переменная «j» не достигнет максимального значения, что проверяется в блоке «21». После этого, проверяется условие достижимости максимума переменной «i» в блоке «22». Если условие не выполнено, то происходит увеличение переменной «i» на единицу в блоке «9». В блоке «20» к переменной SumII прибавляется новое значение II, вычисленное при новой переменной «j».

Если условия «21» и «22» оказываются выполненными, в блоке «23» вычисляется произведение значения SumI при значении «i» и значения SumII, полученной при изменении значений переменной «j» от 1 до jmax, т.е. конечная сумма SumII представляет сумму всех значений SumII+1 при каждом значении переменной «j+1», а конечная сумма SumI представляет сумму всех значений SumI+1 при каждом значении переменной «i+1» при проходе цикла по всем значениям переменной

«j».

В блоке «24» выводятся полученные результаты расчета (коэффициенты полинома и графики аналитических выражений).

5.3.3. Расчёт постоянной составляющей выходного тока МОПтранзистора в режиме преобразования частоты

Процедура расчётов постоянной составляющей выходного тока МОП-транзистора проведена с применением среды высокого уровня

MatLab [173] (рис. 5.7).

Рис. 5.7. Постоянная составляющая выходного тока МОПтранзистора в режиме преобразования частоты при UωС=2мВ, UωГ=200мВ: 1 – длина канала l=600нм; 2 – длина канала l=350нм;

3 – длина канала l=180нм; 4 – длина канала l=90нм

На рис. 5.8 (а,б,в,г) представлены отношения зависимостей реальных и аппроксимированных значений постоянных составляющих тока стока, полученных при расчетах.

132

в) г)

Рис. 5.8. Погрешность аппроксимации: а – длина канала l=600нм;

б– длина канала l=350нм; в – длина канала l=180нм;

г– длина канала l=90нм

Для получения количественных значений величин соотношений токов стока при вариации длины канала, выбрали за основу проектные нормы XC06 при напряжении смещения Uсм=0.65В. По отношению к данным параметрам проведен сравнительный анализ (рис. 5.9, табл. 5.7).

Таблица 5.7 Соотношения постоянных составляющих тока стока при измене-

нии проектных норм для случая Uсм=0.7В

133

Рис. 5.9. Результирующие зависимости соотношений постоянных составляющих тока стока: 1 - 90нм/600нм;2 - 180нм/600нм;

3 - 350нм/600нм

Согласно полученным данным, при уменьшении проектных норм проектирования величина постоянной составляющей тока стока увеличивается, что соответствует действительности.

5.3.4. Расчёт переменной составляющей выходного тока МОПтранзистора в режиме преобразования частоты

Для получения количественных значений величин соотношений токов стока при вариации длины канала, выбрали за основу проектные нормы XC06 при напряжении смещения Uсм =0.75В. По отношению к данным параметрам проведен сравнительный анализ (рис 5.10, рис. 5.11, табл. 5.8).

Таблица 5.8 Соотношения зависимостей тока стока промежуточной частоты

при изменении проектных норм для случая Uсм=0.775В

134

Рис. 5.10 Предельные значения зависимостей тока стока промежуточной частоты от напряжения смещения при напряжении принимаемо-

го сигнала UωC = 2мВ, напряжении гетеродина UωГ = 200 мВ и напряжении смещения Uсм =0.775В для четырех проектных норм:

1 - 600нм; 2 - 180нм; 3 - 350нм; 4-90нм.

Рис. 5.11. Отношение зависимостей предельных значений тока стока промежуточной частоты от напряжения смещения при напряжении принимаемого сигнала UωC = 2мВ, напряжении гетеродина UωГ = 200 мВ и напряжения смещения Uсм =0.775В для соотношения проект-

ных норм: 1 - 350нм/600нм; 2 - 180нм/600нм; 3 - 90нм/600нм.

135

5.3.5. Экспериментальные исследования постоянной и переменной составляющей

В табл. 5.9 представлены экспериментальные результаты, полученные в ходе имитационного моделирования МОП-транзистора с индуцированным каналом n-типа в технологии XC035 и результаты, полученные при расчетах с применением MathLab. В табл. 5.9 представлены экспериментальные измерения постоянной и переменной составляющей при некратном преобразовании частоты [173].

Таблица 5.9 Экспериментальные результаты и результаты, полученные при частоте гетеродина 10 МГц, частоте сигнала 10.5 МГц, UωС=2мВ,

UωГ=200мВ, Uсм=0.775В для технологии XC035

Согласно полученным результатам, можно сделать вывод, что погрешность между экспериментальными данными и результатами, полученных при расчетах, не превышает 10%. Методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах [119] реализована для ряда технологических базисов (ХС06, ХС035, ХС018, GPDK 009), допускает произвольные, в пределах проектной реализации, параметры канала, что подтверждено экспериментально.

Выводы к главе 5

Проведенные исследования показали возможность анализа технологии с субмикронными и глубоко субмикронными нормами на предмет реализуемости и эффективности использования библиотечных компонентов и самой технологии для создания ПЧ.

Получены следующие результаты работы:

1. Разработана методика расчета предельных значений гармонических компонент тока МОП-транзистора в режиме умножения частоты, заключающаяся в использовании аппроксимированной сток-затворной характеристики МОП-транзистора для расчета тока требуемой гармони-

136

ческой компоненты и ряда аналитических соотношений для вычисления искомых величин.

2.Разработана методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторе с учетом влияния помеховой компоненты входного сигнала.

3.На основе предложенных методик разработаны алгоритмы нахождения указанных величин и программа, поддерживающая вычисление искомых значений для любых существующих технологий субмикронного и глубоко субмикронного базисов.

4.Проведен анализ влияния технологии на интенсивность генерируемых гармонических компонент МОП-транзистором в режиме умножения частоты для различных технологических базисов ряда отечественных и зарубежных технологий.

На основе полученных результатов можно сделать следующие выводы:

- предложенные методика и программа расчета предельных значений гармонических компонент выходного тока МОП-транзистора являются работоспособными, что подтверждается результатами проведенного аналогового моделирования и малым отклонением значений тока гармонической компоненты, полученных в ходе моделирования, от расчетных значений;

- использование предложенных методик и программы позволяет провести полый анализ реализуемости преобразователя частоты с требуемыми параметрами при использовании выбранной технологии, осуществить подбор элементной устройства преобразования до начала процесса проектирования, тем самым снизить требования к необходимым для проектирования ПЧ временным и трудовым ресурсам.

137

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В данной работе проведен ряд исследований, в результате которых разработаны методики проектирования преобразователей частоты гармонических колебаний в субмикронном технологическом базисе. Исследования были направлены на отыскание и разработку способов реализации ПЧ и частных решений УЧ в интегральном исполнении с использованием современных субмикронных технологий, нахождение способа анализа эффективности использования технологического процесса при разработке устройств преобразования.

Во время решения поставленных задач получены следующие научные и технические результаты:

1.С использованием синтезированных нелинейных реактивных элементов разработана новая методика преобразования сигнала входной частоты, заключающаяся в подавлении постоянной составляющей тока в спектре выходного сигнала. Подавление постоянной составляющей в спектре выходного сигнала составляет порядка 50-70дБ. Разработана принципиальная электрическая схема параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний с широкополосностью 1,5 декады без перестройки параметров структурных элементов на примере умножителя с кратностью N=2 и СФ блок преобразователя частоты без колебательных систем на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов

2.Разработана методика построения широкополосного умножителя частоты гармонических колебаний в интегральном исполнении, заключающаяся в использовании искажающего метода умножения, реализации бесфильтрового способа построения умножителя на основе широкополосных приборов. На основе предложенной методики впервые разработаны схемные и топологические решения умножителя частоты в технологическом базисе с субмикронными топологическими нормами, спроектирован и исследован с СФ блок умножителя частоты по субмикронной технологии XH035 с технологическими нормами 350 нм зарубежной полупроводниковой фабрики XFAB. Разработанные схемотехнические и топологические решения отличаются широким диапазоном рабочих частот и низким уровнем побочных гармоник в спектре выходного сигнала, диапазонность варакторного УЧ составила полторы декады. Разработанная топология варакторного умножителя зарегистрирована в Роспатенте [143].

3.Разработана методика построения умножителя частоты гармонических колебаний с эффективным подавлением побочных гармониче-

138

ских компонент спектра выходного сигнала, заключающаяся в использовании искажающего метода умножения сигналов и компенсационного способа подавления побочных спектральных составляющих выходного сигнала, позволяющая создавать простые и эффективные устройства умножения частоты гармонических сигналов с применением стандартных библиотечных МОП-транзисторов в качестве активных элементов. С использованием предложенной методики разработан с применением субмикронной технологии XH035 и исследован СФ блок удвоителя частоты. Широкополосность разработанного умножителя превышает две декады при подавлении побочных гармоник в спектре выходного сигнала до уровня -106 дБ и более, что существенно лучше известных мировых и отечественных достижений.

4.Запатентованы в виде схемотехнического решения УЧ принцип эффективного подавления побочных гармоник [146], отличающийся от известных отечественных и зарубежных решений существенным уменьшением уровня побочных компонент в спектре выходного сигнала, и топология УЧ.

5.Разработана методика расчета предельных значений гармонических компонент тока МОП-транзистора в режиме кратного умножения частоты, заключающаяся в использовании аппроксимированной сток-затворной характеристики МОП-транзистора для расчета тока требуемой гармонической компоненты и ряда аналитических соотношений для вычисления искомых величин. На основе предложенной методики разработаны алгоритм нахождения указанных величин и программа, поддерживающая вычисление искомых значений для любых существующих технологий субмикронного и глубоко субмикронного базисов. Алгоритм и программа зарегистрированы в Роспатенте [163] и [166].

6.Разработана методика расчета преобразования частоты на МОП-транзисторах в субмикронном и глубоко субмикронном базисах с учетом помеховой компоненты входного сигнала, заключающаяся в нахождении предельных значений выходного тока преобразованной частоты в зависимости от технологии производства МОП-транзисторов, режима его работы и амплитуды входного воздействия.

7.Проведен анализ и дана оценка влияния интегральной технологии на интенсивность генерируемых гармонических компонент МОПтранзистором в режиме умножения частоты для различных технологических базисов ряда субмикронных и глубоко субмикронных технологий.

139

Рекомендации и перспективы дальнейшей разработки темы

Исследования, проведенные в работе, открывают перспективы создания новых архитектур УЧ в интегральном исполнении с использованием современных субмикронных технологий. Разработанные в ходе выполнения работы устройства могут быть использованы как в составе интегральных изделий в виде СФ-блоков, так и в виде самостоятельных ИС умножителей.

Использование предложенных методик, схемных и топологических решений при проектировании генераторов и синтезаторов частот позволит:

-повысить частоту генерируемого сигнала, не усложняя существенно конструкцию этих приборов;

-понизить частоту генерируемого сигнала различными базовыми устройствами, компенсируя снижение введением УЧ в состав указанных устройств;

-положительно повлиять на решение проблемы целостности сигналов, снижения уровня побочных гармоник в устройствах цифрового синтеза, ввода высокочастотного сигнала через выводы ИС внутрь схемы.

Положительные результаты исследований разработанных с использованием субмикронных технологий на объемном кремнии решений УЧ определяют следующие перспективные направления работ:

-исследование предложенной реализации варакторного УЧ в интегральном исполнении на предмет снижения уровня побочных спектральных компонент, разработка новых схемотехнических и топологических решений;

-исследование субмикронных КМОП технологий типа «кремний на изоляторе» (SOI) на предмет реализуемости предложенных в работе архитектур УЧ и интенсивности генерации спектральных компонент МОП-транзисторами;

-разработка и исследование УЧ с применением субмикронных технологий типа «кремний на изоляторе» (SOI-технологии);

-создание новых устройств кратного умножения частоты, с применением разработанных методик к другим схемотехническим реализациям, например [171].

-создание устройств кратного умножения частоты с коэффициентами N>2 и синтезаторов частот с использованием субмикронных технологий на объемном кремнии и SOI-технологий.

140