Учебное пособие 2187

ГЛАВА 2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ НА ОСНОВЕ СИНТЕЗИРОВАННЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ РЕАКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ В СУБМИКРОННОМ ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМ БАЗИСЕ

2.1. Разработка методики преобразования частоты входных гармонических колебаний на основе применения синтезированных нелинейных реактивных элементов

К вопросу синтеза НРЭ на основе цепей, составленных из управляемого ключа и накопителя энергии, целесообразно подойти с позиций синтеза, рассматривая его как задачу поиска и схемной реализации алгоритма коммутации ключа, обеспечивающего заданную форму характеристики НРЭ [108 - 110]. Рассмотрим последовательную цепь, приведенную на рис. 2.1,а состоящую из ключа К, сопротивление которого в замкнутом состоянии равно 0, а в разомкнутом - бесконечно велико, и конденсатора С, не имеющего потерь. Подсоединим эту цепь к источнику переменного напряжения u(t) и будем поочередно размыкать и замыкать ключ К соответственно в моменты времени tn и tn+1 (n = 0, 1, 2,…).

то цепь на рис. 2.1, а эквивалентна емкостному двухполюснику с вольт-кулонной характеристикой (ВКХ) на рис. 2.1,б. Так как ВКХ представляет собой однозначную нелинейную функцию, то цепь на рис. 2.1,а не потребляет энергии. Нарушение оптимальных условий коммутации (2.1), (2.2) приводит к гистерезисной ВКХ, т.е. к потерям в цепи, несмотря на то, что она составлена из идеальных элементов. Это объяс-

31

няется тем, что протекающий в цепи заряд q имеет разрывы первого рода в моменты u≠0.

При построении НРЭ можно использовать схемы с двумя ключами. Синтез нелинейных реактивных элементов с заданной ВКХ заключается в отыскании и последующей реализации алгоритма коммутации ключей в цепях с одним накопителем энергии, обеспечивающего заданную форму характеристики НРЭ.

Ограничимся однозначными характеристиками, представленными на рис. 2.2 в обобщенном виде.

Рис. 2.2. ВКХ характеристики нелинейных реактивных элементов

Характеристики с одним изломом (рис. 2.2,в-е) можно рассматривать как частный случай. Основное внимание уделим алгоритмам коммутации ключа, их схемной реализации и структурным схемам НРЭ.

2.2. Схемная реализация коммутации ключа

Из оптимальных условий коммутации ключа и приведенных на рис. 2.2,а,б характеристик следует, что при выполнении неравенств

в цепях с емкостным накопителем ключ должен находиться в разомкнутом состоянии; при нарушении неравенств (2.3) ключ должен перейти в противоположное (инверсное) состояние.

32

Путем преобразований неравенства (2.3) могут быть объединены в одно

Неравенства (2.3) и (2.4) служат основой для построения алгоритмов коммутации ключа. Под алгоритмом будем понимать регламентированную последовательность схемной реализации функциональных преобразований воздействия x(t), приводящих к выработке команд управления ключом.

Воспользовавшись (2.3) и (2.4), построим следующие алгоритмы коммутации ключа в виде математических выражений для управляющих сигналов

где М – константа, имеющая в общем случае размерность; E– = MX–, E+=MX+, E1 = 0,5M(X+ + X–), E1 = 0,5M(X+–X–) – источники посто-

янного (опорного) напряжения; n = 1 или 2.

Z0, Z1 – амплитуды прямоугольных импульсов, соответствующие логическому нулю или единице; знаком "+" в (2.5) обозначена операция арифметического или логического сложения (ИЛИ).

Алгоритмы (2.5) и (2.6) включают в себя следующие функциональные преобразования или математические операции:

-масштабирование воздействия X(t) или умножение на константу М, реализуемое с помощью датчика воздействующих колебаний;

-инверсию (изменение знака величины, умножение на минус 1), которая может быть реализована при использовании инвертирующего усилителя;

-алгебраическое или логическое сложение, осуществляемое последовательным соединением элементов или логическим элементом ИЛИ;

-взятие модуля переменной величины, реализуемое в мостовых бесфильтровых схемах выпрямителей;

33

-операцию F1(α) ограничения переменной величины α снизу на нулевом уровне, реализуемую в однополупериодной бесфильтровой выпрямительной схеме;

-операцию F2(α) определения знака переменной величины или

сравнения двух напряжений с выдачей двухуровневой информации в виде разнополярных прямоугольных импульсов с амплитудами Z1, Z0, осуществляемую с помощью компаратора.

Алгоритмы (2.5) и (2.6) могут быть представлены в схемном виде. На рис. 2.3, а – г приведены схемы алгоритмов с использованием операции F1(α), на рис. 2.3, д – з – с использованием операции F2(α).

Рис. 2.3. Схемы алгоритмов коммутации ключа

34

Рис. 2.4. Временные диаграммы алгоритма коммутации

Принцип работы схем на рис. 2.3,а, д и рис. 2.4,б, е, реализующих алгоритм коммутации ключа для НРЭ с характеристиками общего вида (рис. 2.3, а, б), иллюстрируется временными диаграммами, изображенными соответственно на рис. 2.4. Для наглядности в качестве входного воздействия выбрано гармоническое колебание. Отметим, что напряжение |Мх-Е1| (рис. 2.4, б) выделяется на диагонали моста (рис. 2.3, б, е). В схеме на рис. 2.3, б управляющее напряжение zl(t) (рис. 2.4, ж) может быть подано непосредственно на ключ или сначала преобразовано в разнополярные импульсы z2(t) (рис. 2.4, з), например, путем усиления, ограничения амплитуды сверху и фильтрации постоянной составляющей.

При СНРЭ с нечетными характеристиками, для которых X+ = –X– (рис. 2.2, а, б), необходимое в схемах на рис. 2.3, а, д принять E+ = –E–, что позволяет перейти к схемам с одним источником смещения (рис. 2.3,

в, ж), а в схемах на рис. 2.3, б, е исключить источник E1, поскольку Е1 = 0,5М (Х+ + X-) = 0.

При построении СНРЭ с характеристиками, имеющими один излом (рис. 2.2, в - е), можно принять мах х(t) < Х+ или min х(t) > X-. При этом, как следует из временных диаграмм на рис. 2.4, один из диодов в схеме на рис. 2.3, а всегда заперт. Один из компараторов в схеме на рис.

35

2.3, д находится в неизменном состоянии, два полупроводниковых диода мостовой схемы (рис. 2.3, б, е) находятся в проводящем состоянии, а два других – в запертом. Таким образом, для рассматриваемого случая путем исключения "неработающих" элементов и цепей можно упростить схемы алгоритмов коммутации ключа. В частности, для неравенства мах х(t) < Х+ они приобретают вид, указанный на рис. 2.3, г, з.

Таким образом, СНРЭ представляет собой простейшую систему автоматического регулирования, минимизирующую мощность потерь, и со стороны «силовых» зажимов эквивалентную реактивному элементу с кусочно-линейной ВКХ. Для построения СНРЭ необходимо в общем случае располагать управляемыми ключами двухстороннего действия (УКДД). Отсутствие таких ключей в виде технологически освоенных изделий заставляет прибегать к их синтезу с помощью различных полупроводниковых приборов.

Биполярные транзисторы не могут быть использованы как УКДД из-за асимметрии p-n - переходов и цепи управления, которая должна быть подключена либо к эмиттерному (наиболее часто), либо к коллекторному переходу.

Параллельное подключение диода к транзистору способствует протеканию тока в обоих направлениях и естественному переходу ключа в проводящее состояние. Перевод ключа в непроводящее состояние осуществляется подачей отрицательного напряжения на базу транзистора. В запертом состоянии ключа должна сохраняться положительная полярность напряжения во всех режимах работы.

Последовательное включение диода с транзистором позволяет сохранить запертое состояние ключа при обеих полярностях внешнего напряжения. Однако в проводящем состоянии ток может протекать только в одном направлении. Управляемые ключи на рис. 2.3 а, б удовлетворяют требованиям, предъявляемым к ключам соответственно в емкостных СНРЭ с характеристиками, имеющими излом (рис. 2.4, в - е).

Путем соединения простейших ключей могут быть построены УКДД, удовлетворяющие общим требованиям. Их схемы приведены на рис. 2.5 в-е.

Еще одна схемная возможность (рис. 2.5 ж) построения УКДД состоит в использовании мостового выпрямителя, обеспечивающего униполярный режим работы транзистора. Отметим, что вместо биполярных транзисторов, изображенных на рис. 2.5, могут быть использованы полевые транзисторы.

36

Рис. 2.5. Управляемый ключ двустороннего действия на НРЭ [44]

2.3. Разработка структурной схемы параметрического умножителя частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов

На рис. 2.6 представлено устройство преобразования частоты гармонических колебаний на основе СНРЭ на примере умножителя с кратностью N=2 [20]. На рис. 2.7 представлены временные диаграммы, поясняющие принцип его работы.

Рис. 2.6. Структурная схема преобразователя на основе СНРЭ [20]: 1 - задающий генератор; 2 - фазоинвертор; 3,4 - полупроводниковые диоды; 6,7 – биполярные транзисторы; 8,9 – конденсаторы;10,11 –

резисторы, задающие рабочую точку; 5 – нагрузка

37

Рис. 2.7. Временные диаграммы преобразователя на основе СНРЭ [20]: а) сигнал синфазного выхода; б) сигнал противофазного выхода; в) входной противофазный сигнал; г) входной синфазный сигнал; д) ток

через конденсатор 8; е) ток через конденсатор 9; з) суммарный ток на выходе

Сигнал входной частоты , генерируемый задающим генератором 1, поступает на вход фазоинвертора 2. В результате на его синфазном

38

выходе uфс также образуется синфазное синусоидальное напряжение частоты (рис. 2.7, а, штриховая линия)

где Uфс – амплитуда напряжения синфазной составляющей на синфазном выходе фазоинвертора 2, которое затем через первый резистор 10 передается на базу второго транзистора 7.

На противофазном выходе uпс фазоинвертора 2 образуется противофазное синусоидальное напряжение (рис. 2.7, б, штриховая линия)

где Uфп – амплитуда напряжения противофазной составляющей на противофазном выходе фазоинвертора 2, которое через второй резистор 11 передается на базу первого транзистора 6.

Одновременно напряжение (2.8) воздействует на первую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных первого транзистора 6 с первым полупроводниковым диодом 3, реализующих СНРЭ с характеристиками общего вида, первого конденсатора 8 и нагрузочного резистора 5, создавая в этой цепи ток i1 (рис. 2.7, д).

При этом напряжение (2.8) воздействует на вторую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных второго полупроводникового диода 4 со вторым транзистором 7, также реализующие СНРЭ с характеристиками общего вида, второго конденсатора 9 и нагрузочного резистора 5. По этой цепи протекает ток i2 (рис. 2.7, е).

На интервале времени t1 – t2, когда напряжение uфс (рис. 2.7, а), воздействующее на первую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных первого транзистора 6 с первым полупроводниковым диодом 3, первого конденсатора 8 и нагрузочного резистора 5, положительно и плюсом приложено к эмиттеру первого транзистора 6, а напряжение u6 между базой и эмиттером этого транзистора, отрицательно, то первый транзистор 6 закрыт и поэтому ток i1=0 на всем интервале времени t1 – t2 (рис. 2.7, д) поскольку напряжение отсечки транзисторов Е’ мало и для упрощения равным нулю.

На этом же интервале времени напряжение uфп (рис. 2.7, б), воздействующее на вторую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных второго полупроводникового диода 4 со вторым транзистором 7, второго конденсатора 9 и нагрузочного резистора 5, отрицательно и приложено минусом к эмиттеру второго транзистора 7, а напряжение u7 между базой и эмиттером этого транзистора, положительно (рис. 2.7, г). Поэтому второй транзистор 7 открыт и практически

39

все напряжение uфп при малой величине сопротивления нагрузочного резистора 5 приложено ко второму конденсатору 9 (рис. 2.7,б, сплошная линия). В результате через второй конденсатор 9 протекает ток

ток, на интервале времени t1 – t2 имеет форму импульса в виде отрезка синусоиды, причем на интервале времени t1–0 этот импульс тока отрицательной полярности, поскольку напряжение uфп на этом интервале убывающая функция (имеет отрицательный наклон). На интервале времени 0 – t2 напряжение uфп является возрастающей функцией (имеет положительный наклон (рис. 2.7, б). Поэтому импульс тока i2, протекающий через второй полупроводниковый диод 4, на этом интервале имеет положительную полярность. При этом фазовый сдвиг между током i2 и приложенным напряжением uфп составляет 900.

На интервале времени t2 – t4 напряжение uфс, воздействующее на первую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных первого транзистора 6 с первым полупроводниковым диодом 3, первого конденсатора 8 и нагрузочного резистора 5, отрицательно, и приложено минусом к эмиттеру первого транзистора 6. Поскольку при этом напряжение u6 между базой и эмиттером этого транзистора положительно, то первый транзистор 6 открыт. В результате практически все напряжение uфс, воздействующее на первую последовательную цепь, при малом номинале нагрузочного резистора 5 приложено к первому конденсатору 8 (рис. 2.7,а сплошная линия). В результате через первый

интервале времени имеет также форму импульса в виде отрезка синусоиды. При этом на интервале времени t2 – t3 ток i1 протекает через первый полупроводниковый диод 3 и имеет отрицательную полярность, а на интервале времени t3 – t4 через первый транзистор 6 и имеет положительную полярность. При этом фазовый сдвиг между током i1 и приложенным напряжением uфс составляет 900.

На интервале времени t2 – t4 напряжение uфп , воздействующее на вторую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных второго полупроводникового диода 4 со вторым транзистором 7, второго конденсатора 9 и нагрузочного резистора 5, положительно (рис. 2.7, б) и приложено минусом к эмиттеру второго транзистора 7, а напряжение u7 между базой и эмиттером этого транзистора (рис. 2.7, г) отрица-

40