Учебное пособие 2187

где FOUT – выходная частота, FC – частота сравнения, N – коэффициент деления опорной частоты, М – коэффициент деления выходной частоты.

Коэффициенты N и M могут задаваться микроконтроллером, хотя на практике число N при перестройке меняют редко, так как это влечет за собой изменение частоты сравнения (и, соответственно, шага сетки) и требует изменения параметров петлевого фильтра.

Фазовый детектор является источником дополнительных фазовых шумов. Попытка получить малый шаг перестройки частоты вынуждает работать на более низкой частоте сравнения, что требует понижения частоты среза петлевого фильтра. А это еще более увеличивает фазовые шумы.

Для получения малого шага перестройки по частоте иногда объединяют в одном синтезаторе несколько петель PLL. Однако многопетлевой PLL-синтезатор является весьма дорогим и громоздким устройством, что сдерживает его широкое применение.

Реализация схемы ПЧ на основе ФАПЧ в микроэлектронном исполнении сложна, стабильность характеристик выходного сигнала сильно зависит от параметров технологических структур [58], [61], [63]. Другими недостатками является достаточно длительное время перестройки с одной частоты на другую, нестабильность выходной частоты, связанная с неизбежной задержкой петли ФАПЧ. Еще одним недостатком схемы является противоречие между стремлением иметь малый шаг сетки частот для уменьшения погрешности установки выходной частоты и длительностью ее установления, которая обратно пропорциональна шагу сетки. При уменьшении шага сетки существенно затрудняется фильтрация паразитных дискретных компонент спектра, ближайших к несущей частоте. Этот фактор является одной из причин низких шумовых параметров ПЧ с ФАПЧ, работающих на частотах более 300 – 500 МГЦ, уровень паразитных гармоник в которых превышает - 60 - -70 дБ. Для устранения этого недостатка применяют схемы делителя частоты с дробно-переменным коэффициентом деления. Фазовые шумы такого рода схем оказываются меньше, однако схемотехника устройства существенно усложняется. Вместе с этим большим недостатком данной архитектуры является обязательное наличие фильтра нижних частот (ФНЧ), использующегося в петле обратной связи и содержащего габаритные компоненты. Существующие реализации ПЧ на основе ФАПЧ предусматривают вынос ФНЧ за пределы интегральной микросхемы. Кроме того переход с одной технологии на другую для преобразователей с

11

ФАПЧ является сложным трудозатратным процессом, требующим достаточно длительное время. Также есть ограничения по частоте входного сигнала и ширине рабочего диапазона.

1.1.4. Устройства прямого цифрового синтеза

Цифровой способ получения нужной частоты колебаний был разработан сравнительно недавно и стал возможен с помощью применения высоких технологий [58], [66 - 77]. Фактически эти устройства являются формирователями колебаний, использующими цифровые способы генерации сигналов. Структурная схема цифрового синтезатора показана на рис. 1.4.

Рис. 1.4. Упрощенная структурная схема преобразователя прямого синтеза частоты: G – генератор, N – делитель частоты, CTдвоичный счетчик, ПЗУпостоянное запоминающее устройство (массив памяти),

ЦАП – цифро-аналоговый преобразователь

Как видно из рис. 1.4, формирование выходного сигнала синусоидальной формы производится несколькими блоками следующим образом. На вход схемы подается с внешнего генератора сигнал опорной частоты, которая используется для формирования тактового сигнала требуемой частоты с помощью управляемого делителя N. Двоичный счетчик с заданной частотой формирует адрес для ПЗУ, где хранится таблица одного периода функции sin, считываемый в результате код подается на цифро-аналоговый преобразователь, который формирует на выходе синусоидальный сигнал. Полученный сигнал подвергается фильтрации в ФНЧ и поступает на выход.

Такая структура имеет ряд недостатков. Основными из них являются неудовлетворительная перестройка по частоте и изменение частоты дискретизации при перестройке частоты, что негативно отражается на скоростных характеристиках устройством.

Устранение описанных недостатков достигается введением в схему сумматора, представляющего собой регистр, в каждом такте работы перезагружающейся величиной, равной старому содержимому, плюс

12

некоторая постоянная добавка. Содержимое регистра линейно увеличивается во времени, с тем отличием, что приращение зависит от величины постоянной добавки. Когда накапливающий сумматор используется для формирования кода фазы, то его выходной код представляет собой код мгновенной фазы выходного сигнала. В результате, если приращение фазы будет больше единицы, то на ЦАП будут подаваться коды не последовательно, а с пропуском отсчетов, в результате чего частота генерируемого сигнала будет увеличиваться. Для перестройки частоты в синтезаторе на основе накапливающего сумматора увеличивают разрядность коэффициента деления N, что позволяет уменьшить шаг перестройки частоты. Снижение объема требуемого ПЗУ достигается использованием свойства симметрии функции sin.

Таким образом, архитектура устройств прямого синтеза базируется на объединении аналого-цифровых и цифровых блоков. Цифроуправляемые ПЧ обеспечивают малые погрешности установки параметров, имеют широкие возможности по модуляции, характеризуются малым временем перехода от одной частоты к другой. Еще одним достоинством подобных устройств является возможность формирования сигналов любой формы.

Однако дискретизация и цифроаналоговое преобразование, которым подвергается сигнал в подобных синтезаторах, накладывают ряд ограничений: максимальная выходная частота не может быть выше половины тактовой (на практике она еще меньше); отдельные побочные составляющие в спектре сигнала на выходе синтезатора могут быть значительно больше, чем в устройствах на основе ФАПЧ, так как спектральная чистота выходного сигнала синтезатора зависит от характеристик ЦАП; потребляемая синтезатором мощность практически прямо пропорциональна тактовой частоте и может достигать единиц ватт для высокочастотных синтезаторов, что исключает использование батарейного питания этих приборов на высоких частотах.

Одним из существенных недостатков устройств прямого синтеза является ограничение значения частоты быстродействием цифровых узлов, которое, в свою очередь, зависит от схемотехнических и технологических особенностей. Также минусом устройства является наличие погрешности, связанной с ошибками дискретизации. Некоторые недостатки устройств цифрового синтеза частоты могут появляться в зависимости от особенностей структурного построения. К ним можно отнести относительно большую величину шага перестройки, зависимость частоты дискретизации от выходной частоты, влияние фазового шума тактового сигнала и другие.

13

Значительным недостатком прямого синтезатора является высокая сложность его конструкции и, следовательно, трудоемкость и сложность проектирования устройств умножения частоты на основе подобной архитектуры.

1.1.5. Умножители частоты искажающего типа

Наиболее распространены УЧ, состоящие из нелинейного элемента (НЭ) и одного или нескольких электрических фильтров [78-86]. Это так называемые умножители искажающего типа. Принцип действия УЧ искажающего типа, построенного на основе фильтрового метода, поясняется структурной схемой, приведенной на рис. 1.5. Суть работы УЧ искажающего типа заключается в использовании гармоник нужной частоты в спектре сигнала на выходе нелинейного элемента путем искажения входных колебаний, что приводит к появлению гармоник входной частоты. Искажение осуществляется без изменения свойств колебательных систем.

Рис. 1.5. Структурная схема, поясняющая принцип действия УЧ искажающего типа: СЦ1 – входная согласующая цепь; НЭ – нелинейный

элемент; СЦ2 – выходная согласующая цепь; RН – нагрузка

Особенностью УЧ искажающего типа является хорошая синхронизация по фазе с исходной и очень стабильный коэффициент умножения, поэтому девиация частоты выходного сигнала зависит лишь от стабильности входного сигнала.

В качестве НЭ в этих УЧ используются транзисторы, диоды, варакторы, катушки индуктивности и другие приборы.

Эффективность умножения диодных УЧ при идеальном выпрямлении определяется соотношением [54], [85]

где N - коэффициент полезного действия (КПД); N - кратность умно-

жения.

14

Соотношение (1.3) свидетельствует о низкой энергетической эффективности диодных УЧ. Они требуют наличия высокоизбирательного полосового фильтра, поэтому являются узкополосными.

Широко используются разнообразные транзисторные УЧ. При этом применяются как биполярные транзисторы, так и полевые транзисторы, работающие с отсечкой тока. Обычно транзисторные УЧ работают на малом уровне мощности, что обусловлено невысоким КПД УЧ. Основным используемым режимом работы транзисторного УЧ является безынерционный режим. Амплитуда тока N-ой гармоники определяется соотношением

где αN (θ) – коэффициенты разложения [86], θ – угол отсечки, iВЫХm – максимальное значение импульса выходного тока.

Оптимальные углы отсечки определяются формулой

0

ОПТ 120 / N , (1.5)

Достоинство транзисторнх УЧ состоит в том, что они обеспечивают усиление входной мощности, небольшие уровни входных мощностей, простоту реализации.

Однако выходная мощность частоты Nω и коэффициент усиления по мощности существенно уменьшаются, что является значительным недостатком указанных УЧ

где KP1 – коэффициент усиления каскада по мощности в режиме усиления, а также необходимость применения достаточно сложных контуров. Поэтому на практике УЧ на биполярных транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером (ОЭ), применяются с кратностью N ≤ 3.

Практическое применение в качестве широкополосных устройств находят также и транзисторные преобразователи частоты с N=2. Данные схемы реализуются с использованием компенсационного способа подавления побочных гармоник. Пример двухтактной схемы на биполярных транзисторах приведен на рис. 1.6.

В этой схеме возбуждающие напряжения uб’ и uб’’ подаются на транзисторы VT1 и VT2 в противофазе. Расщепление фазы входного напряжения осуществляется трансформатором Т1. Для оптимальной работы необходимо реализовать в транзисторах угол отсечки θ = 900, когда Ес = Е’ (Е’- напряжение отсечки транзисторов).

15

Рис. 1.6. Двухтактная схема УЧ на биполярных структурах [104]

По выходу транзисторы VT1 и VT2 включены синфазно. Поэтому результирующий ток iΣ, представляющий сумму токов первого и второго транзисторов, с помощью трансформатора Т2 передается в нагрузку. Поскольку первая и другие нечетные гармоники токов VT1 и VT2 сдвинуты по фазе на φ = 1800, то в спектре выходного тока остаются только вторая и другие четные гармоники. В этой схеме уровень четвертой гармоники достаточно высок, поскольку характеристика БТ сильно отличается от квадратичной, а для полной компенсации нечетных гармоник необходима и идентичность характеристик транзисторов VT1 и VT2.

Кроме этого в этом устройстве используются и ферромагнитные трансформаторы, выполненные в виде катушек индуктивности, которые не технологичны, т.к. не реализуются по интегральной технологии. Таким образом, в этой схеме, включенной по схеме с ОЭ, высок уровень побочных гармоник. Схема является и низкочастотной и низкоэффективной с точки зрения преобразования, поскольку в БТ инерционность проявляется на низких частотах.

Диапазон выходных частот УЧ на биполярных транзисторах по схеме с ОЭ, как правило, ограничивается частотой ωВЫХ < (0,2…0,3)fГ, где fГ – граничная частота транзистора. На частотах, превышающих указанный диапазон проявляться инерционность БТ, что приводит к уменьшению эффективности работы УЧ.

Для работы на частотах, когда проявляется инерционность биполярных транзисторов, используется схема включения с общей базой (ОБ), которая является более высокочастотной. Ее выходное сопротивление на этих частотах выше, чем при включении с ОЭ. Поэтому и ам-

16

плитуда N-ой гармоники также больше, что позволяет приближенно рассматривать эту схему как генератор тока N-ой гармоники. При использовании высокодобротной выходной согласующей цепи выходное напряжение N-ой гармоники будет большим.

Другим вариантом повышения эффективности УЧ на высоких частотах является использование полевых транзисторов, которые, как известно, имеют меньшую инерционность, а также более высокие входные и выходные сопротивления, что обеспечивает лучшее согласование.

Для увеличения кратности умножения на один каскад применяются более сложные схемы, например двухтактные. При этом для выделения гармоники с достаточно большим коэффициентом умножения (пять и более) используются высокоизбирательные полосовые фильтры, либо включенные каскадно ячейки удвоения частоты.

На рис. 1.7 показан один из вариантов функциональной схемы балансного аналогового умножителя частоты с выделением нечетных гармонических составляющих. Данная архитектура является наиболее часто используемой среди известных схем умножения с использованием нелинейных элементов.

Рис. 1.7. Вариант функциональной схемы балансного аналогового умножителя частоты с выделением нечетных гармонических составляющих [30]: 1 – инвертор; 2 – нелинейный элемент; 3 - корректор харак-

теристики нелинейного элемента; 4 – дифференциальный каскад; 5 – фильтр

17

Два противофазных сигнала, полученных с помощью инвертора 1, проходят каждый через нелинейный элемент 2 и нагрузку Rн. На резисторах нагрузки четные гармонические составляющие находятся в противофазе и вычитаются относительно входов дифференциального каскада 4, а нечетные гармонические составляющие синфазны и поэтому происходит их суммирование. Корректор характеристики 3 задает рабочую точку на нелинейном элементе в соответствие с номером гармонической составляющей и корректирует характеристику в пределах рабочего участка.

Частотный фильтр 5 выделяет выходной сигнал от продуктов преобразования частоты (осуществляется частотная селекция), связанных с отличием характеристик нелинейных элементов, и нечетных гармонических составляющих с номером, отличным от требуемого.

1.1.6. Варакторные умножители частоты

Основа данного вида УЧ – варактор, представляющий собой полупроводниковый диод с p-n переходом, имеющий нелинейную вольткулонную характеристику (ВКХ) суммарной емкости (барьерной и диффузионной).

В идеальном случае варактор можно считать емкостью, не имеющей потерь, поскольку протекающий через нее ток не содержит постоянной составляющей. Поэтому преобразование входной мощности Р со входа на выход осуществляется без потерь в соответствии с соотношением Менли-Роу P PN [87], (РNω - мощность в нагрузке на вы-

ходной частоте).

Таким образом, следует, что КПД идеального варакторного УЧ составляет 100 %, что является его значительным преимуществом по сравнению с диодными и транзисторными умножителями. Кроме того, варакторные УЧ эффективно могут работать как при достаточно больших уровнях мощностей (режим открывания), так и при малом уровне мощности в широкой полосе частот.

В первом случае варакторные умножители работают при больших амплитудах колебаний, когда в одну часть периода колебаний p-n переход закрыт, а в другую открыт. В режиме малых мощностей используется обычно только барьерная емкость запертого p-n перехода.

Структурные схемы варакторных умножителей можно классифицировать по принципу управления: током (зарядом) и напряжением.

Типовая структурная схема варакторного УЧ первого типа приведена на рис. 1.8.

18

Рис. 1.8. Типовая структурная схема варакторного УЧ с параллельным включением варактора: e(t) – источник напряжения с внутренним сопротивлением Ri; ПФ1, ПФ2 – полосовые фильтры; EC – источник

напряжения смещения; VD1 – варактор; ZН - нагрузка

Вэтой схеме с помощью генератора напряжения e(t) и полосового

фильтра ПФ1 во входной цепи создается гармонический ток i1(t). Для создания токового управления варактора VD1 необходим источник e(t) с малым внутренним сопротивлением Ri. При этом полосовой фильтр ПФ1 на частоте ω должен иметь малое сопротивление. Такую функцию обычно выполняет последовательный LC-контур.

Для выделения составляющей тока iN(t) N-ой гармоники используется полосовой фильтр ПФ2, настроенный на частоту Nω. На нагрузке Zн выделяется мощность N-ой гармоники. Для частоты ω этот контур имеет большое сопротивление. Режим работы варактора VD1 задается источником напряжения смещения Ec и амплитудой напряжения генератора e(t). При этом возможен как режим частичного открывания, так и барьерный режим.

Врежиме частичного открывания p-n перехода, когда определяющей является диффузионная емкость, вольт-кулонную характеристику

сбольшой точностью можно аппроксимировать кусочно-линейной зависимостью, которая создает очень богатый спектр [86, 88], что требует для выделения требуемой гармоники с малым уровнем побочных колебаний высокоизбирательных полосовых фильтров. Поэтому такой режим работы варакторного УЧ является узкополосным.

19

В барьерном режиме емкость закрытого p-n перехода от приложенного напряжения аппроксимируется зависимостью

где СВО – емкость p-n перехода при напряжении смещения ЕС, φК – контактная разность потенциалов (φК = 0,2…0,7 В), γ – коэффициент нелинейности (γ = 1/3 для диффузионной технологии, γ = 1/2 для сплавной технологии, γ>1 сверхрезкий переход).

При реализации варакторного УЧ по схеме рис. 1.8 при любом из указанных значений γ образуются гармоники с N = 2, 3 и др. Поэтому для выделения требуемой гармоники используются полосовые фильтры. Однако уровень этой гармоники ниже, чем в режиме частичного открывания. При этом наименьший уровень побочных гармоник образуется для варактора с γ = 0,5.

Эффективное умножение частот происходит также в варакторном УЧ, выполненном по схеме с последовательным включением варактора (рис. 1.9). Для эффективной работы варакторного УЧ при таком управлении необходим источник тока i(t) с большим внутренним сопротивлением Ri. Для этой цели обычно используется параллельный LC – контур, на котором создаётся гармоническое напряжение u1(t) = U1 cos t частоты ω. Для выделения выходного напряжения uN(t) = UN cosN t также необходим полосовой фильтр ПФ2 с большим сопротивлением. Такой фильтр обычно реализуются на основе параллельных LC – контуров.

Ec

Рис. 1.9. Варакторный УЧ с последовательным включением варактора: i(t) – источник тока с внутренним сопротивлением Ri; ПФ1, ПФ2 – полосовые фильтры, VD1 – варактор; EC - источник напряжения

смещения; ZН – нагрузка

20