7.6.3. Малосигнальная модель полевого транзистора с управляющим р-n-переходом

Эта схема для каналаn-типа показана на рис. 7.20. Она легко полу­чается из нелинейной модели (для большого сигнала). При малом сиг­нале диоды заменяются диф­ференциальными сопротивлениями r_зи и r_зс. При обратном напряжении на диодах эти со­противления очень велики. Зна­чения емкостей С_сз и С_из в этой схеме постоянны и определяют­ся выбранными рабочими на­пряжениями U_зи и U_си. Зависи­мый генератор в случае малой амплитуды переменного тока можно представить как

(7.76)

где – комплексная (частото-зависимая) крутизна.

Объясним комплексный характер крутизны. Дело в том, что не весь входной сигнал Ú_зиучаствует в управлении током канала. Уп­равление осуществляется напряжениемÚ′_зи, имеющимся на емко­стиС_зи, т.е. между затвором и каналом. При этом

(7.77)

Если пренебречь шунтирующим действием большого сопротивле­ния r_зи (r_зи >> 1/ωС_зи), то

(7.78)

Поэтому на схеме для тока генератора нужно было бы записать вы­ражение

(7.79)

Применив здесь статическую крутизну транзистора или крутизну при низких частотах (ω → 0) и подставив в (7.79) выражение для Ú_зи из (7.78), получим

(7.80)

т.е. выражение (7.76), где

(7.81)

Модуль крутизны

(7.82)

где характеристическая частота

(7.83)

называется предельной частотой полевого транзистора. Оче­видно, что при f=f_s модуль уменьшается в √2 раз от значения S.

Расчет показывает, что постоянная времени (R_и + R_k )С_зи при­близительно равна времени пролета носителей t_np в канале. Поэто­му если R_и > R_k, то вместо (7.83) можно записать

(7.84)

Величина t_np может быть выражена через электрофизические параметры и напряжения [см. (7.64)]:

(7.85)

Поэтому предельная частота f_s тем выше, чем меньше длина кана­ла L, больше подвижность носителей в канале и выше напряжение между стоком и истоком.

При малых полях μ является постоянной величиной, при боль­ших полях скорость V_y = μE_y стремится к скорости насыщения, огра­ничивая время пролета значением

(7.86)

Проведенные рассмотрения справедливы и для ПТ с управляю­щим переходом типа металл-полупроводник. При использовании в нем арсенида галлия f_s возрастает вследствие большей подвижно­сти электронов по сравнению с кремнием.

7.6.4. Нелинейная динамическая модель мдп-транзистора

Динамическая модель для большого сигнала МДП-транзисто­ра с каналом n-типа показана на рис. 7.21. Эта схема отличается от нелинейной модели для ПТ с управляющим переходом тем, что диоды присоединены не к затвору, а к подложке. Схема примени­ма для МДП-транзисторов как с индуцированным, так и встроен­ным каналом.

КонденсаторыС_ип и С_сп представляют емкости исток-подлож­ка и сток-подложка. Подключаются они через сопротивления под­ложка-исток R_un и подложка-сток R_cn, которые могут быть при необходимости пересчитаны в сопротивления, шунтирующие емкости. Сопротивления R_un и R_cn учитывают омические сопроти­вления между границей обедненного слоя на его краях и кон­тактом П подложки.

О резисторах R_и и R_c гово­рилось ранее.

7.6.5. Малосигнальная модель мдп-транзистора

Малосигнальная эквива­лентная схема показана на рис. 7.22. Одновременно штриховыми линиями изображены элементы МДП-структуры, что наглядно поясняет связь параметров эквивалентной схемы с эти­ми элементами.

Из четырех конденсаторов, показанных на рис. 7.22, только С_из и С_сз непосредственно связаны с МДП-структурой. Быстро­действие, определяемое перезарядом этих кон­денсаторов, принципи­ально связано со време­нем пролета через канал. Емкости С_из и С_сз зави­сят от напряжений. Если U_си мало, то обе емкос­ти равны друг другу (С_из = С_сз = C_okwL/2). Когда МДП-транзистор входит в режим насыщения, при­нимают С_из = 2/ЗС_окwL, а С_сз = 0. Еще два конден­сатора включены между подложкой и истоком (С_ип) и подложкой и сто­ком (С_сп) и отображают барьерные емкости обед­ненных областей соответствующих обратновключенных р-n-переходов

Генератор тока учитывает влияние переменного напряжения за­твора на амплитуду переменного тока стока, а резистор r_си – диф­ференциальное сопротивление цепи сток-исток, определяемое выражением (7.59) и (7.60).

В заключение следует заметить, что приведенные модели (экви­валентные схемы) в достаточной мере отражают устройство и прин­цип действия полевых транзисторов, но для высоких частот они дол­жны быть усложнены. Однако для первого уровня расчетов на ЭВМ обычно применяют даже более простые модели.