ЭЛЕКТРОНИКА

История развития электроники началась с изобретения телеграфии без проводов. Теоретические основы этого были заложены великим английским физиком-самоучкой Майклом Фарадеем, который интуитивно сформулировал в 1831 г. теорию электрических и магнитных полей. Другой выдающийся английский ученый Джемс Клерк Максвелл развил идеи Фарадея и показал, что электромагнитное поле распространяется в пространстве в форме волн. Уравнения Максвелла позволяли рассчитать скорость распространения этих волн в различных средах. Именно он правильно рассчитал скорость электромагнитных волн, что впоследствии было подтверждено экспериментально. Кроме того, им же доказано, что и в природе света лежат электромагнитные волны.

Первым, кто извлек практические результаты из теоретических работ Фарадея и Максвелла был немецкий профессор физики Генрих Герц. В 1887 г. в своих лабораторных экспериментах получал передачу энергии от катушки индуктивности через воздушное пространство на приемник в виде разомкнутого кольца, в разрыве которого проскакивала искра при подаче высокого напряжения на возбуждаемую катушку.

Французский физик Эдуард Бранли в 1890 г. усовершенствовал приемник электромагнитных волн. Вместо кольца с искровым промежутком он использовал в качестве детектора волн так называемый «когерер» - мелкий металлический порошок, заключенный между двумя проводящими пластинами. Под действием электромагнитных волн электрическое сопротивление металлического порошка резко падало. Этот эффект использовал в своих работах известный русский ученый Александр Попов. В 1895 г. 7 мая им был продемонстрирован первый радиоприемник и этот день признан датой изобретения радио. Первым передачу и прием электромагнитных волн на большие расстояния осуществил итальянец Гульельмо Маркони. Он установил радиосвязь через Атлантический океан в 1901г.

Но самым знаменательным событием в области электроники было изобретение американцем Ли Де Форестом в 1907 г. радиолампы, которая в последствии в обиходе получила название «электронная лампа».

Первое время электроника развивалась только в области передачи звука на расстоянии, т.е. в области радиотелефонии. В 20 годы во многих странах были созданы радиовещательные станции. Прием электромагнитных волн, несущих звуковую информацию осуществляли на основе электронных ламп. Для их питания использовали источник постоянного тока – аккумуляторы: на накал ламп 4-х вольтовый, а в анодных цепях 80-ти вольтовый. Обе батареи размещались вне приемника.

В начале 30-х годов аккумуляторы были заменены преобразователями, работающими от осветительной сети. В тракте передачи-приема слабого сигнала стали использовать принцип частотной модуляции, что повысило чувствительность тракта и снизило габариты устройств.

В это же время появились первые экспериментально теоретические работы в области передачи изображения. Вторая мировая война прервала их, но развила другие направления. Например, во время войны нашел применение радиолокатор – устройство по обнаружению приближающихся самолетов противника.

Необычайный всплеск в развитии электроники произвело открытие транзистора в 1948 г. Полупроводниковая техника привела к микроминиатюризации и небывалому расширению применения достижений электроники.

1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ

Для того, чтобы понять принципы функционирования современных электронных элементов и устройств необходимо разобраться в различии физических принципов деления всех веществ по их электрическим характеристикам. Как всем хорошо известно, существуют проводники, диэлектрики и полупроводники.

1.1 Диэлектрики, полупроводники, проводники

К проводникам относятся атомы периодической системы элементов Менделеева, имеющие на внешнем слое менее 4-х валентных электронов. Это металлы. Электрический ток в них является следствием направленного движения свободных электронов.

К диэлектрикам, т. е. веществам, не проводящим электрический ток, относятся атомы, у которых на внешней оболочке более 4-х электронов.

И, наконец, полупроводники – это атомы веществ с 4-мя электронами на внешнем уровне. К данным элементам относятся кремний, германий, соединения галия и некоторые другие.

Полупроводниковые материалы, занимая по электрической проводимости промежуточное положение между проводниками и диэлектриками, обладают удельной электрической проводимостью, равной  = 10 ^-10 ÷ 10⁴ [1/(Омсм)] (для металлов  = 10⁴ ÷ 10⁵ [1/(Омсм)]).

Огромная разница в значениях электрической проводимости у диэлектриков, полупроводников и металлов обусловлена величиной энергии, необходимой для освобождения носителя заряда - электрона от связи с атомом кристаллической решетки.

Полупроводниковая электроника использует материалы с так называемой примесной проводимостью, которая бывает двух типов: с преобладающей концентрацией электронов или дырок. Преобладающая концентрация носителей создается искусственным введением в чистый полупроводник атомов примеси.

При введении в чистый 4-х валентный кремний (см. рисунок 1.1) атома 5-ти валентного (5 электронов на внешнем уровне) элемента, например, фосфора Р, сурьмы Sb или мышьяка As, четыре валентных электрона каждого примесного атома образуют ковалентные связи с четырьмя соседними атомами кремния, пятый же электрон становится относительно свободным. Подобные примесные полупроводники обладают электронной проводимостью и их называют полупроводниками n – типа. Примеси, атомы которых отдают электроны, называют донорами.

Рисунок 1.1 – Кристаллическая структура кремния А_К с примесью фосфора А_Р

Если в качестве примеси использовать 3-х валентный бор В, индий In или алюминий Al три валентных электрона атома примеси будут участвовать в образовании трех ковалентных связей с соседними атомами кремния (см. рисунок 1.2), четвертая же связь остается относительно свободной, но периодически занимаемой электроном из какой-либо другой связи атома кремния.

Рисунок 1.2 – Кристаллическая структура кремния А_К с примесью бора А_В

Атом примеси при этом становится отрицательным. Полупроводники, обладающие примесью со свободной связью, относятся к полупроводникам с дырочной проводимостью. Вещества примеси, создающие вакансию в связях, называют акцепторами.

Чистые полупроводники (с собственной проводимостью) в электронных приборах применяются крайне редко (полупроводниковые датчики температуры), так как обладают большим удельным сопротивлением, не позволяя создавать структуры с односторонней проводимостью. Наличие собственной проводимости в чистых полупроводниках определяется носителями заряда, возникающими в результате термогенерации (термораспада).

В примесных полупроводниках число атомов примеси мало по сравнению с числом собственных атомов. Например, в 1 кг расплава кремния только 20 мкг фосфора увеличивает число свободных носителей на 5 порядков. Во столько же раз уменьшается концентрация неосновных носителей (дырки в полупроводниках n – типа и электроны в р – полупроводниках).

Концентрация основных носителей мало зависит от температуры, т.к. уже при комнатной температуре все атомы примеси ионизированы за счет избыточности носителя. Концентрация неосновных носителей крайне мала, но очень значительно зависит от температуры, увеличиваясь в 2-3 раза на каждые 10⁰С.

1.2 Полупроводниковые диоды

Полупроводниковый диод – это полупроводниковая структура, с одним выпрямляющим электрическим переходом, имеющая два вывода.

В полупроводниковом диоде используется электронно-дырочный переход, разделяющий две области с разным типом проводимости, который называется p - n – переходом.

На рисунке 1.3 представлена структурная схема полупроводникового диода. Область с более высокой концентрацией носителей заряда называют «ЭМИТТЕРОМ», с меньшей концентрацией – «БАЗОЙ». Если внешнее напряжение отсутствует, градиент концентрации в области границы раздела полупроводников с различным типом примесной проводимости приведет к перераспределению свободных носителей таким образом, что на границе раздела сформируется слой объемного заряда, созданного диффузией основных носителей из противоположных зон. При условии сохранения электрической нейтральности полупроводниковой структуры количество диффундируемых основных носителей заряда из одной области должно быть равно количеству диффундируемых основных носителей из другой области. С учетом различия в концентрации основных носителей эмиттера и базы область сформировавшегося объемного заряда в эмиттере и базе будут различны. Образование объемного заряда создает внутреннее электрическое поле Е_ЗАР, которое препятствует дальнейшей диффузии основных носителей, формируя тем самым потенциальный барьер, преодолеть который могут только заряженные частицы с большой энергией.

Рисунок 1.3 – Структурная схема полупроводникового диода

Больший интерес представляет случай подключения диода к источнику постоянного напряжения (см. рисунок 1.4). Внешнее поле Е, приложенное к сложной структуре полупроводника, уменьшит величину потенциального барьера, обеспечивая приток новых носителей заряда в области эмиттера и базы, создавая тем самым прямой ток перехода. Количество основных носителей соответствующей структуры диода, рекомбинирующих на границе p – n - перехода, пополняется за счет внешнего источника U_ВХ.

Рисунок 1.4 – Структурная схема полупроводникового диода для прямого

включения с источником внешнего напряжения

В случае, когда полярность источника напряжения противоположна (см. рисунок 1.5), внешнее поле Е, совпадая по направлении с Е_ЗАР повышает потенциальный барьер, создавая дополнительное препятствие основным носителям заряда. На переходе могут рекомбинировать только заряженные частицы, возникающие в процессе термогененрации, формируя ток неосновных носителей (обратный ток), величина которого на три-четыре порядка меньше прямого тока. Величину обратного тока в первом приближении можно определить через соотношение:

где I_0(T) – тепловой ток при температуре Т⁰ К;

I₀ - тепловой ток при комнатной температуре Т₀ = 300⁰ К;

К_Т – температурный коэффициент, для полупроводника К_Т  10⁰ К и определяется величиной температуры соответствующей удвоению значения теплового тока.

Рисунок 1.5 – Структурная схема полупроводникового диода для обратного

включения с источником внешнего напряжения

Подключение диода к источнику внешнего напряжения изменяет размер области объемного заряда (толщина р – n - перехода). Для прямого включения диода область заряда уменьшается (снижается потенциальный барьер), для обратного – расширяется (эффект Эрли).

Вольт-амперная характеристика полупроводникового диода определяет зависимость тока через структуру по отношению к знаку и величине приложенного к диоду напряжения (см. рисунок 1.6).

Рисунок 1.6 – ВАХ полупроводникового диода

На графике ВАХ можно выделить две области. Первая – прямого смещения p – n – перехода, вторая обратного. Прямое смещение характеризуется малым падением напряжения на диоде и большим прямым током (первый квадрант). В этом случае говорят об открытом состоянии диода, статическое сопротивление которого лежит в пределах 100 Ом. Обратное смещение закрывает диод (третий квадрант), ток резко падает, сопротивление повышается до нескольких Мом.

В настоящее время используют диоды с различными техническими характеристиками: выпрямительные, стабилитроны, диоды Шоттки, варикапы, туннельные и обращенные диоды, свето и фотодиоды.

Режимы прямого и обратного включения диодов имеют две области. Первая из них относится к разрешенной (допускаемой, рабочей), вторая – к предельной, аварийной. Аварийная область носит название области пробоя. Если при пробое ток в цепи диода не ограничить (например, внешним сопротивлением) p – n – переход выйдет из строя. При включении диода в обратном направлении (обратное смещение) пробой может существовать в трех формах: туннельный, лавинный и тепловой (см. рисунок 1.7). Последние две - наиболее часто встречающиеся формы. Диоды многих конкретных типов не предназначены работать в режиме пробоя, но есть и исключения, например стабилитроны.

Рисунок 1.7 – Типы пробоев обратной ветви ВАХ диода

Туннельный пробой характеризуется прохождением электронов сквозь потенциальный барьер, причем в этом случае заряженная частица проявляет свои волновые свойства. Туннельный эффект имеет место в переходах с высоколегированной базой, что определяется малым расстоянием между валентной зоной и зоной проводимости примесного полупроводника.

Лавинный пробой имеет механизм подобный механизму ионной ударной ионизации в газах. Для наступления лавинного пробоя заряженная частица в период псевдо свободного состояния должна приобрести кинетическую энергию достаточную, чтобы ионизировать атом. Лавинный пробой имеет место в переходах с низколегированной базой (база с малой удельной проводимостью).

Тепловой пробой наступает при разогреве полупроводника протекающим током (характеризуется мощностью выделяемой на переходе), сопровождается ростом удельной проводимости за счет термогенерации носителей в полупроводнике. Тепловой пробой характеризуется отрицательным дифференциальным сопротивлением и, чаще всего, выходом диода из строя.

Сопротивление и емкости диода. Диод в общем случае может характеризоваться статическим и динамическим (дифференциальное) сопротивлениями, которые несложно определить по ВАХ диода.

Статическое сопротивление R_СТ численно равно отношению напряжения на элементе к величине тока в рабочей точке диода. Его легко рассчитать как котангенс угла наклона прямой, соединяющей нулевую и рабочую точки ВАХ. R_СТ всегда положительно и может быть больше, равно или меньше значения динамического сопротивления. Как правило, используют в анализе при прямом включении диода.

Динамическое сопротивление r_Д численно равно отношению бесконечно малого приращения напряжения в рабочей точке ВАХ диода к соответствующему приращению тока. Как уже говорилось, динамическое (дифференциальное) сопротивление определяется по ВАХ через котангенс угла β касательной, проведенной к точке, характеризующей режим работы диода. Динамическое сопротивление может быть положительным и отрицательным. Последнее свойство находит применение в туннельных диодах.

Диффузионная емкость возникает в приконтактном слое p – n – перехода за счет изменения величины его объемного заряда, вызванного изменением прямого напряжения. Диффузионную емкость можно представить в виде отношения приращения заряда ( ) к величине изменения прямого напряжения ( ) .

С_Д, по большому счету, является фиктивной емкостью. Эта емкость определяет наличие сдвига фаз между напряжением на диоде и током через него. Рост прямого напряжения (тока) приводит к увеличению диффузионной емкости (см. рисунок 1.8, б).

Зарядовая или барьерная емкость p – n – перехода возникает при обратном включении диода и зависит от изменений связанного заряда в области p – n – перехода. При обратном включении величина объемного заряда практически остается неизменной, поскольку существует потенциальный барьер, препятствующий переходу заряженных частиц (основные носители). Но область связанных зарядов под действием внешнего поля расширяется за счет слабо легированной базы. Если представить заряженную область как обкладки конденсатора, то с ростом обратного напряжения барьерная емкость уменьшается (см. рисунок 1.8, а). Зависимость барьерной емкости от напряжения используют в варикапах (емкость, управляемая напряжением).

а – зависимость барьерной емкости диода КД212А от обратного напряжения;

б – общий вид зависимости диффузионной емкости диода от прямого

напряжения

Рисунок 1.8 – Связь диффузионной и барьерной емкостей диода с

приложенным напряжением

Влияние барьерной емкости на процесс протекания тока через диод и установления напряжения иллюстрируется рисунком 1.9. В первый момент времени после смены полярности напряжения произойдет смена тока протекающего через диод с I_Д1 на I_Д2, причем величина I_Д2 будет ограничена только сопротивлением в цепи диода (внутренним сопротивлением источника напряжения и т.д.). В течение времени рассасывания t_РАС заряда в области перехода ток практически остается постоянным, а напряжение U_Д1 на диоде не меняется ни по знаку

t_РАС – время рассасывания, t_СП – время спада, t_ВОС – время восстановления

Рисунок 1.9 – Изменение тока и напряжения диода при его переключении

ни по величине вплоть до момента t₁. За время t₁ ÷ t₂ происходит процесс рекомбинации заряда, рассредоточенного в объеме базы (полупроводник с меньшей концентрацией основных носителей), что ведет к постепенному росту обратного напряжения на диоде до U_Д2. При этом ток диода спадает до значения I_Д3.

Таким образом время переключения (восстановления) t_ВОС диода состоит из времени рассасывания заряда t_РАС и времени рекомбинации t_СП: . t_СП тем больше, чем больше барьерная емкость и сопротивление в цепи диода.

К основным техническим параметрам диодов относятся:

- максимальный ток в направлении прямого смещения (открытое состояние), I_{ПР.МАКС};

- напряжение на открытом диоде для фиксированной величины прямого тока, U_ПР;

- максимально допустимое напряжение при смещении перехода в обратном направлении (закрытое состояние), U_{ОБР.МАКС};

- максимальный ток диода в направлении обратного смещения перехода, I_{ОБР.МАКС};

- дифференциальное сопротивление диода для заданного режима работы, (см. рисунок 1.6).

Типы полупроводниковых диодов. С точки зрения конструктивных особенностей различают плоскостные и точечные полупроводниковые диоды. Каждый вид определяется спецификой производства и имеет отличительные характеристики.

По виду применяемого материала, диоды бывают германиевые, кремниевые, арсенид галлиевые.

Область применения диодов позволяет их разделить на:

- выпрямительные;

- импульсные;

- сверхвысокочастотные.

По принципу действия диоды делятся на стабилитроны и стабисторы, диоды Шоттки, туннельные диоды, обращенные диоды, варикапы, диоды излучающие и фотодиоды. Обозначение диодов на принципиальных схемах соответствует выполняемой функции и приведено на рисунке 1.10.

Стабилитрон и стабистор применяют в цепях стабилизации постоянного напряжения. В стабилитроне практическую значимость имеет обратная ветвь ВАХ (схема включения представлена на рисунке 1.11.), для которой в определенном диапазоне изменения тока напряжение не меняется (см. рисунок 1.12). Напряжение стабилизации стабилитронов лежит в пределах 3 ÷ 180 В, при этом величина U_СТ зависит от степени легирования полупроводника (в стабилитронах, как правило, используют кремний): для малых напряжений степень легирования повышают, для высоких – снижают.

Стабистор отличается от стабилитрона тем, что в его работе используют прямую ветвь ВАХ диода, что позволяет получать малые (менее 3 В) напряжения стабилизации.

1 – выпрямительный диод, 2 – стабилитрон, 3 – диод Шоттки,

4 – туннельный диод, 5 – обращенный диод, 6 – варикап,

7 – излучающий диод, 8 - фотодиод

Рисунок 1.10 – Условные графические изображения диодов на

принципиальных схемах

Рисунок 1.11 – Схема параметрического стабилизатора на стабилитроне

I_СТ.МИН = 3 мА, I_{СТ.МАКС} = 24 мА, U_СТ = 10,5÷11,0 В,

_ТКН = 0,001 1/⁰С

Рисунок 1.12 – Обратная ВАХ стабилитрона D814Д

Поскольку U_СТ зависит от температуры с целью снижения ее влияния очень часто в цепь стабилитрона включают диод в прямом направлении.

В выпрямительном диоде используют вентильные свойства p – n – перехода. Выпрямительные диоды применяют в выпрямителях переменного тока (силовые выпрямители, детекторы модулированных сигналов). Их основными параметрами являются:

- I_{ПР.СР.МАКС} – максимальное (за период входного напряжения) значение среднего прямого тока диода;

- U_{ОБР.ДОП} – допустимое наибольшее обратное значение постоянного напряжения диода;

- f_MAX – максимально допустимая частота входного напряжения;

- U_ПР – прямое падение напряжения на диоде при заданном токе.

Диод Шоттки – полупроводниковый диод, выполненный на основе выпрямляющего перехода «металл – полупроводник», отличающийся малым U_ПР и значительно более высокими частотными свойствами. Для примера, на рисунке 1.13 представлена ВАХ диода Шоттки KD923A. За счет крайне малого времени процесса рассасывания заряда в металле за счет высокой подвижности носителей предельные частоты таких диодов достигают десятков гигагерц.

Рисунок 1.13 – ВАХ диода Шоттки KD923A

В туннельном диоде используется явление волнового преодоления электроном потенциального барьера в прямом включении. Отличительной особенностью этого процесса является наличие области с отрицательным дифференциальным сопротивлением в начале ВАХ (см. рисунок 1.14). Туннельный эффект проявляется в полупроводниковых структурах с высокой концентрацией примесей и малой толщиной перехода. Характеризуется высокочастотными свойствами, имеет емкость в точке минимума 0,8 ÷ 1,9 пФ и не допускает обратного напряжения (U_{ОБР.ДОП} 20 мВ), поэтому его нельзя проверять обычным тестером.

Рисунок 1.14 – ВАХ туннельного диода ГИ104А

Туннельные диоды нашли использование в сверхвысокочастотных усилителях и генераторах.

Варикап – полупроводниковый диод, в основе которого лежит свойство изменения зарядной (барьерной) емкости от приложенного напряжения. Типовая вольт-фарадная характеристика варикапа представлена на рисунке 1.15. Значение емкости варикапа может изменяться от единиц до сотен пикофарад (1пФ = 10^-9Ф). Основными параметрами варикапа являются:

- С_В – емкость, измеренная между выводами варикапа для заданного значения обратного напряжения;

-

К_С – коэффициент перекрытия по емкости равный отношению емкостей при двух заданных значениях обратного напряжения ( ).

Рисунок 1.15 – ВАХ варикапа

Излучающий диод – полупроводниковый диод, излучающий энергию при рекомбинации носителей на переходе. Спектр излучения определяется типом исходного полупроводникового материала. По характеристикам данные диоды делятся на две группы: с излучением в видимой части спектра, называемые светодиодами; диоды с излучением в инфракрасной области, получившие название «ИК-диоды».

Основные материалы для изготовления светодиодов – фосфид галлия, арсенид галлия, карбид кремния. КПД светодиодов - 10÷15%.

В качестве исходных материалов для изготовления ИК-диодов используются фосфид и арсенид галлия. Мощность излучения находится в диапазоне от единиц до сотен милливатт.

Прямое напряжение на излучающих диодах – 1,5 ÷ 3,0 В.

Фотодиод – полупроводниковое устройство, основанное на явлении внутреннего фотоэффекта – генерации пар носителей под действием светового кванта энергии. Рабочая зона фотодиода – обратная ветвь ВАХ, т.е. под действием света обратный ток через диод резко возрастает (увеличивается количество не основных носителей заряда за счет светогенерации).

Маркировка полупроводниковых диодов отечественного производства содержит шесть символов. Первый символ – буква (для диодов общего применения) или цифра (для диодов спецназначения), указывает на исходный полупроводниковый материал : Г (1) – германий, К(2) – кремний, И(4) – индий, А(3) – GaAs. Второй символ – буква, обозначающая вид диода: Д – выпрямительный, импульсный, А – сверхвысокочастотный, В – варикап, С – стабилитрон или стабистор, Л – светодиод, О - оптопара. Третий – цифра, указывающая назначение диода (у стабилитронов – мощность рассеивания): например, 3 переключательный, 4 универсальный, 5 – высокочастотный и т.д. Четвертый и пятый – двузначное число, указывающее номер разработки (у стабилитронов – напряжение стабилизации). Шестой символ – буква, обозначающая параметрическую группу.

Технология изготовления полупроводниковых диодов. На практике находят применение точечные, плоскостные сплавные и диффузионные диоды (см. рисунок 1.16).

Точечный диод образуется за счет контакта полупроводника и острия металлической подпружиненной проволоки путем пропускания большого тока. Линейные размеры перехода (площадь) в этом случае меньше его толщины. Благодаря малой площади диод обладает крайне низкой емкостью перехода и малым значением допустимого тока. Используется до нескольких сотен мегагерц. Точечные диоды выполняют, в основном, из германия.

Плоскостные сплавные имеют плоский переход, площадь которого больше его толщины. Получают плоские диоды путем сплавления полупроводников с разной примесной проводимостью и диффузионным напылением.

Диффузионные по сравнению со сплавными имеют меньшие емкость и постоянную времени.

При интегральной технологии в качестве диодов используют транзисторы в диодном включении.

1 – полупроводник с примесной проводимостью;

2 – металлическая проволока;

3 – p – n – переход;

4- пластина донора или акцептора

Рисунок 1.16 – Конструкционные особенности диодов

1.3 Биполярные транзисторы

Биполярный транзистор – полупроводниковый прибор с двумя p – n – переходами, имеющий три вывода. Переходы транзистора образованы тремя областями с чередующимися типами примесной проводимости. В зависимости от порядка чередования этих областей различают транзисторы «p – n – p» и «n – p – n» типа (см. рисунок 1.17). Первые называют транзисторами прямой проводимости, вторые – обратной. Микро и интегральная электроника строится, в основном, на n – p – n транзисторах.

Рисунок 1.17 – Конструкция биполярного транзистора обратной проводимости и схема распределения токов в нем

Это объясняется тем, что основную роль в электрических процессах в них выполняют электроны, в транзисторах p – n – p - дырки. Электронная проводимость на два – три порядка выше дырочной.

Средний слой транзистора называют «базой», один из крайних – «эмиттер», второй – коллектор. Названия выводов биполярного транзистора (БПТ) соответствуют наименованиям областей.

С точки зрения конструкции строение БПТ имеет особенности. Площадь коллекторного перехода (p – n – переход между базой и коллектором) значительно больше площади эмиттерного перехода (см. рисунок 1.18). Кроме того, концентрация основных носителей в области коллектора ниже, чем в области эмиттера, а в материале базы ниже, чем в коллекторе, при этом толщина базы, как правило, меньше длины свободного пробега носителей заряда в этой области.

Рисунок 1.18 – Конструкция биполярного транзистора обратной проводимости и схема распределения токов в нем

Если приложить к эмиттерному переходу (ЭП) прямое напряжение U_БЭ, а к коллекторному (КП) обратное U_КБ (см. рисунок 1.17), через ЭП основные носители из эмиттера начнут инжектировать в базу, формируя тем самым ток эмиттера I_Э (показан на рисунке голубой стрелкой с широким основанием). Поскольку конструктивно ширина базы много меньше свободного пробега заряженной частицы – электрона, большая часть инжектированных носителей проскочит область базы увлекаясь электрическим полем КП, которой для электронов базы будет ускоряющим (неосновные носители при обратном смещении коллекторного перехода). Малая часть инжектированных эмиттером электронов рекомбинируют с дырками базы, образуя ток базы I’_Б . Вторая часть электронов, инжектированных через эмиттерный переход, экстрактирует в коллектор, что ведет к появлению коллекторного тока I’_К. Величины коллекторного I’_К и эмиттерного I_Э токов, исходя из конструктивных особенностей БПТ связаны следующим соотношением:

,

где  = 0,95÷0,99 – коэффициент передачи тока эмиттера.

Наравне с экстрактированными электронами через КП будет формироваться поток собственных неосновных носителей базы, так называемый обратный ток I_КБ0, который называют еще тепловым током.

Тепловой ток и ток I’_К определяют выходной ток транзистора:

и ток базы в базовом выводе:

.

С учетом I_Э >> I_КБ0 можно величину выходного тока транзистора связать с током эмиттера соотношением:

,

что с учетом закона первого Кирхгофа позволит определить величину тока базового вывода как:

Связав последние равенства друг с другом, получим:

,

где - динамический коэффициент передачи тока базы, при этом β >> 1. Последнее соотношение чаще всего представляется в виде:

Динамическое сопротивление обратно смещенного КП очень велико (несколько мегаОм). Поэтому в цепь коллектора включают сравнительно большие нагрузочные резисторы, не изменяющие значение выходного коллекторного тока. Поскольку сопротивление эмиттера много меньше сопротивления нагрузки при близких значениях тока, мощность, выделяемая на нагрузочном сопротивлении, будет существенно большей. Таким образом, с одной стороны, транзистор является полупроводниковым прибором, усиливающим мощность, с другой – небольшие уровни напряжения прямого смещения ЭП и значительное выходное напряжение (десятки вольт, обратное смещение КП) указывают на то, что этот нелинейный элемент является также и усилителем напряжения.

Режимы работы транзистора. Каждый переход БПТ может быть включен либо в прямом, либо в обратном направлении. В зависимости от этого различают четыре режима работы транзистора.

Нормальный или активный режим – ЭП смещен в прямом, а КП - в обратном направлении. Этот режим соответствует максимальному значению коэффициента передачи тока эмиттера.

В инверсном режиме к коллекторному переходу подведено прямое напряжение, к эмиттерному – обратное. Инверсный режим за счет гораздо меньшего примесного легирования материала коллектора приводит к существенно меньшему значению коэффициента передачи тока эмиттера, поэтому на практике редко используется.

Режим насыщения или двойной инжекции формируется при смещении обеих переходов в прямом направлении. Выходной ток в этом случае не зависит от входного и определяется только параметрами нагрузочной цепи. В режиме насыщения напряжение на транзисторе падает, что используется для замыкания цепей передачи сигналов (аналоговые коммутаторы, формирователи уровня логических сигналов).

В режим отсечки транзистор попадает в случае смещения переходов в обратном направлении. Выходной ток в этом случае практически равен нулю. Режим отсечки используется для размыкания цепей передачи сигналов (аналоговые коммутаторы, формирователи уровня логических сигналов).

В аналоговых электронных устройствах основным режимом работы транзистора является активный (нормальный) режим, в то время как в цифровой технике используется работа транзисторных элементов в режимах насыщения и отсечки.

1.3.1 Основные схемы включения биполярных транзисторов

Любой транзистор, в том числе и биполярный, реализует в практике чаще всего функцию усиления слабого сигнала. Усилитель может быть представлен четырехполюсником с двумя входными выводами и двумя выходными. С точки зрения передачи потенциального сигнала внутри этого четырехполюсника два электрода, как правило, объединяют общим проводом. В зависимости от того, какой вывод транзистора представляется общим для входных и выходных цепей, различают схемы включения БПТ: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Наиболее часто в электронных схемах используют схему с ОЭ (см. рисунок 1.19).

а

б

а – схема включения транзистора обратной (n – p – n) проводимости;

б – схема включения транзистора прямой (p – n – p) проводимости;

Рисунок 1.19 – Включение БПТ n – p – n (а) и p – n – p (б) в схеме с ОЭ

Полярность источника в случае применения в схеме транзисторов разной проводимости зависит от типа транзисторов. Для БПТ прямой проводимости коллектор должен быть отрицателен по отношению к эмиттеру, а эмиттер отрицателен по отношению к базе. В случае применения транзистора обратной (n – p – n) проводимости соотношения противоположны.

Входные и выходные цепи для различных схем включения транзистора в усилительный каскад различны.

Рассмотрим усилительный каскад с транзистором, включенным по схеме с ОБ (см. рисунок 1.20).

Рисунок 1.20 – БПТ n – p – n – типа в схеме с ОБ

Входными сигналами в схеме с ОБ являются напряжение между общим проводом (база) и эмиттером (U_ЭБ) и ток эмиттера I_Э. Выходные сигналы – ток коллектора (I_К) и напряжение на нагрузке U_Н, в роли которой на рисунке выступает сопротивление в цепи коллектора R_К.

Работа транзистора в любом включении определяется радом параметров, среди которых следует выделить:

- коэффициент передачи (усиления) по току;

- коэффициент передачи по напряжению;

- коэффициент передачи по мощности;

- входное сопротивление каскада;

- выходное сопротивление.

Для схемы с общей базой:

(R_К  1÷5кОм, R_Э  10÷100 Ом),

( при условии ),

где r’_k – дифференциальное сопротивление коллектора, .

Таким образом, схема включения транзистора с ОБ характеризуется коэффициентом передачи входного тока (I_Э) близким к единице, но существенным усилением по напряжению. Входное сопротивление определяется сопротивлением области эмиттера, что с учетом значительной степени легирования материала дает величину в пределах 100 Ом и требует специальных мер согласования с выходным сопротивлением источника сигнала.

Каскад включения БПТ с общим эмиттером (ОЭ) представлен на рисунке 1.21.

Рисунок 1.21 – БПТ n – p – n – типа в схеме с ОЭ

Для схемы с ОЭ верны следующие соотношения:

(В – статический коэффициент передачи тока базы, для сравнительных расчетов принимают В = β).

( при условии ).

В схеме с ОЭ транзистор имеет входное сопротивление значительно большее, чем в схеме с ОБ, что позволяет усиливать входной сигнал по напряжению, по току, а, следовательно, и по мощности.

Схема включения биполярного транзистора с общим коллектором (ОК) изображена на рисунке 1.22.

Для схемы с ОК характерно включение усилительного элемента с размещением нагрузки в эмиттерной цепи (R_Э).

Рисунок 1.22 – БПТ n – p – n – типа в схеме с ОК

Основные соотношения для схемы с ОК имеют вид:

( при условии ),

где r’_Э – дифференциальное сопротивление эмиттера, .

Анализ выражений показывает, что транзистор в схеме с ОК усиливает ток, но не усиливает (повторяет) входное напряжение. Поэтому схема с ОК получила название «эмиттерный повторитель». Кроме того, каскад с ОК отличает большое входное и малое выходное сопротивления, что определяет область использования его во входных контурах для согласования с источником сигнала и выходных цепях с целью согласования с низкоомной нагрузкой.

В электронных устройствах наиболее часто используют БПТ, включенный по схеме с ОЭ.

Транзистор с позиций входных и выходных цепей характеризуется соответствующими вольт-амперными характеристиками (ВАХ). Входные ВАХ БПТ малой мощности изображены на рисунке 1.23а. Эти кривые подобны ВАХ полупроводникового диода. Входным параметром является напряжение между базой и эмиттером U_БЭ, выходным – ток базы I_Б.

Семейство выходных ВАХ транзистора в схеме с ОЭ представлены на рисунке 1.23 б. Штриховой линией обозначена область лавинного пробоя переходящая в тепловой. Рабочей считается область расположенная ниже штриховой линии.

а

б

а - входные ВАХ БПТ; б – выходные ВАХ БПТ.

Рисунок 1.23 – ВАХ биполярного транзистора малой мощности

Очевидно, что и входные и выходные характеристики БПТ являются нелинейными. Граница перехода кривых тока коллектора на пологий участок определяет активный режим работы транзистора, левей расположен участок, где открываются оба p – n - перехода и наступает режим насыщения. Левая пунктирная кривая показывает начало выхода транзистора на активны режим (U_БК = 0). Режим отсечки соответствует области токов базы I_Б в области нулевых значений (нижняя пунктирная кривая).

1.3.2 Эквивалентная схема транзисторного каскада в h – параметрах

Для анализа цепей содержащих нелинейные элементы, к которым без сомнения относятся и все транзисторы, в том числе биполярные, используют эквивалентные схемы замещения.

Большому классу электронных устройств характерен режим работы, при котором на уровне сравнительно больших значений постоянных токов присутствуют малые переменные сигналы. В этом случае постоянные и переменные составляющие анализируются отдельно. Анализ по постоянному току осуществляют на основе графоаналитического метода, а для анализа переменной составляющей применяют эквивалентную схему замещения транзистора. В общем случае, параметры схемы замещения нелинейны, но в условиях малых приращений в области рабочей точки (режим работы транзистора по постоянному току) для упрощения анализа исходные характеристики принимают линейными.

Наиболее часто для анализа транзисторных схем используют эквивалентную Т – образную схему (см. рисунок 1.24), где r_Э и r_К – дифференциальные сопротивления эмиттера и коллектора соответственно;

Рисунок 1.24 – Эквивалентная схема замещения БПТ для режима включения с ОБ

R_Б – статическое сопротивление слоя базы;

С_Э – емкость эмиттерного перехода (эмиттера);

С_К – емкость коллекторного перехода (коллектора);

I_Э – источник тока, управляемый током эмиттера.

При анализе схемы с ОБ на низких и средних частотах входного сигнала эмиттерной и коллекторной емкостями пренебрегают и учитывают их только на высоких частотах, поэтому на рисунке они выделены пунктиром. Точный расчет величины сопротивления R_Б не имеет большого значения – чаще всего при анализе принимают R_Б  100 Ом. Для значений r_Э и r_К общим является обратно пропорциональная зависимость от величины тока эмиттера.

Для включения БПТ с ОЭ Т-образная схема замещения приведена на рисунке 1.25. Соотношение дифференциальных сопротивлений r_К и r*_К и емкостей С_К С*_К с учетом соответствующей схемы включения возможно получить, исходя из режимов холостого хода (х.х.) и короткого замыкания (к.з.) четырехполюсников. В режиме х.х. I_Б = I_Э (источники тока α·I_Э и β·I_Б нагружены на r_К и r*_К соответственно) и падение напряжения на r_К и r*_К равны, следовательно:

,

с учетом равенства I_Б = IЭ и получим:

,

что говорит об уменьшении дифференциального сопротивления коллектора в схеме с ОЭ по отношению к ОБ.

В то же время емкость коллектора в схеме с ОЭ увеличивается в такой же пропорции:

.

Таким образом, активное и емкостное сопротивления коллекторной цепи в схеме с ОЭ меньше в β+1 раз подобных параметров при включении транзистора с ОБ. Соотношение внутренних параметров в зависимости

Рисунок 1.25 – Эквивалентная схема замещения БПТ для режима включения с ОЭ

от схемы включения используется для коррекции частотных и преобразовательных (источник тока) свойств усилительных каскадов.

При анализе работы транзисторных каскадов физические схемы транзисторов часто заменяют более удобными на практике эквивалентными схемами в h – и y – параметрах.

Эквивалентная схема в h – параметрах отражает зависимость выходного тока I2 и входного напряжения U1 от входного тока I1 и выходного напряжения U2 транзистора в определенной схеме включения, представляя ее как некоторый четырехполюсник. Соотношения токов и напряжений четырехполюсника представляются соотношениями:

где U₁ и U₂ – изменения входного и выходного напряжений соответственно; I₁ и I₂ - изменения входного и выходного токов.

Система уравнений может конкретизироваться при изменение схемы включения транзистора. Например, для схемы с ОЭ она примет вид:

.

Коэффициенты в системе уравнений имеют физический смысл по отношению к конкретной схеме включения транзистора. Их определяют экспериментально, проводя опыты короткого замыкания на выходе и обратного холостого хода на входе. Для короткого замыкания на выходе (U_КЭ = 0):

- входное сопротивление каскада;

- коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ.

При обратном холостом ходе:

- коэффициент обратной связи по напряжению (обратная величина коэффициенту усиления по напряжению)

- дифференциальная проводимость цепи коллектора.

На практике h – параметры используют в расчетах транзисторных каскадов на низких и средних частотах.

Схема замещения транзисторного каскада с ОЭ в h – параметрах изображена на рисунке 1.26.

Рисунок 1.26 – Эквивалентная схема замещения БПТ с ОЭ в h - параметрах

Эквивалентная схема в y – параметрах применяют для анализа схем в области высокочастотных сигналов. В этом случае за независимые принимают напряжение на входе (U₁) и выходе (U₂), а зависимыми – величины входного (I₁) и выходного (I₂) токов. В этом случае система уравнений четырехполюсника в приращениях сигналов будет иметь вид:

Для схемы включения БПТ с ОЭ данная система уравнений видоизменится:

Для определения коэффициентов, входящих в систему уравнений проводят опыты короткого замыкания на входе и входе по переменной составляющей. Для короткого замыкания на выходе:

- входная проводимость каскада;

- коэффициент влияния напряжения базы на выходной ток коллектора в схеме с ОЭ (проводимость прямой передачи).

Для короткого замыкания на входе (обратное короткое замыкание):

- проводимость обратной передачи – коэффициент учитывающий влияние напряжения на выходе на величину входного тока

- выходная проводимость каскада.

Система уравнений в y – параметрах имеет схему замещения, отличную от рассмотренных выше (см. рисунок 1.27).

Рисунок 1.27 – Эквивалентная схема замещения БПТ с ОЭ в y – параметрах.

1.3.3 Расчет каскада на БПТ по постоянному и переменному току

Режим работы транзистора по постоянному току (смещение рабочей точки, в которой транзистор изменяет свои входные характеристики под действием знакопеременного входного сигнала) определяется элементами Е, R_К, R₁ и R₂ (см. рисунок 1.28).

При расчете (ориентировочном) каскада задаются R_Н и U_ВЫХ – сопротивление нагрузки (примерное входное сопротивление последующего каскада) и амплитудное значение выходного усиливаемого напряжения соответственно. С учетом Е > 2U_ВЫХ (напряжение питания), (максимальный ток нагрузки), (максимальный ток коллектора), R_Н = (3÷5)R_К, следовательно I_К  5I_Н . Граничная частота усиления транзистора f_ГР должна быть в 3÷5 раз выше граничной частоты усиливаемого сигнала. На основании U_{КЭ м} > (0,8÷0,9)Е, I_К, f_ГР и Р_{РАС доп}(предельно допустимая рассеиваемая мощность) по справочникам осуществляют выбор транзистора с конкретными вышеперечисленными характеристиками.

Рисунок 1.28 – Схема усилительного каскада с ОЭ

Режим работы по постоянному току может быть описан системой уравнений:

По выходным ВАХ транзистора с учетом ограничений по напряжению Е > U_КЭ, I_К выбирают положение нагрузочной линии по постоянному току, которая строится по точкам холостого хода (ХХ) и короткого замыкания (КЗ) выхода (см. рисунок 1.29).

О

Рисунок 1.29 – Выходные ВАХ транзистора и нагрузочная прямая усилительного каскада с ОЭ

Для режима КЗ → , (U_КЭ  0).

Для режима ХХ , (I_К = 0).

Рабочую точку в режиме усиления малых сигналов (предварительное усиление) располагают по середине рабочей области (точка «О») с координатами I_КП и U_{КЭ П}. Выбрав точку «О» на ВАХ определяют величину базового тока I_БП, а затем находят по входным характеристикам U_{БЭ П}. Статическое сопротивление базы в прямом смещении R_БЭ = U_{БЭ П}/ I_БП  5,0 кОм. R2 выбирают из соотношения R2 = (3÷5)R_БЭ. Сопротивления R1 и R2 образуют обычный делитель напряжения, следовательно, R1  R2 Е / U_БЭ.

1.3.4 Расчет усилительного каскада по переменному току

Для расчета по переменному току необходимо начало координат ВАХ транзистора перенести в рабочую точку «О». В рабочей точке следует определить для малых приращений параметры транзистора (дифференциальные параметры). Для переменных составляющих напряжений и токов составить линейную схему замещения усилителя с учетом модельных представлений.

При расчете по переменному току чаще всего используют h – параметры. Осциллограммы работы каскада при усилении переменного сигнала приведены на рисунке 1.30

Рисунок 1.30 – Осциллограммы усилителя на БПТ с ОЭ

Пусть входное воздействие представлено источником синусоидального напряжения U_ВХ(t)= U_БЭ(t) = U_mSin wt. На рисунке показаны характерные точки для I_Б(t), U_БЭ(t), I_К(t), U_КЭ(t), U_Rк(t) в моменты времени wt = 0, /2, , 3/2. Для колебаний базового тока на 25÷30% относительно координаты рабочей точки «О» можно считать, что нелинейный элемент – транзистор, работает в линейной области. Входное напряжение совпадает с током базы по фазе. Из рисунка (см. выходные ВАХ) следует, что если в качестве полезного сигнала использовать напряжение U_КЭ (R_Н подключается параллельно U_КЭ), то фаза напряжения на выходе будет сдвинута относительно входного на 180⁰.

Для переменных составляющих напряжений и токов внутреннее сопротивление источников питания Е мало, поэтому при анализе каскада точки + и – источника питания закорачивают. С учетом этого, схема замещения по переменному току в h –параметрах будет иметь вид представленный на рисунке 1.31.

Рисунок 1.31 – Схема замещения усилительного каскада на БПТ с ОЭ

Расчет усилительного каскада начинают с составления уравнений в соответствии с законами электротехники (законы Ома и Кирхгофа). В процедуре расчета определяют:

- входное сопротивление, значение которого необходимо для учета согласования усилителя с источником входного сигнала;

- выходное сопротивление, для чего каскад представляют эквивалентным генератором с внутренним сопротивлением R_ВЫХ, нагруженного на R_Н, а затем через режим холостого хода находят выходное напряжение U_{ВЫХ ХХ};

- коэффициенты усиления по напряжению K_U и току K_I в комплексной форме (с учетом найденных R_ВЫХ, U_{ВЫХ ХХ} , I_Н, U_Н и известного R_Н);

- амплитудно-частотную (АЧХ), фазочастотную (ФЧХ) и амплитудно-фазочастотную (АФЧХ) характеристики усилителя;

- коэффициенты нелинейных искажений при заданном значении входного сигнала и коэффициенты частотных искажений М_Н и М_В на граничных частотах f_Н и f_В.

При расчете усилительных каскадов звуковых частот весь частотный диапазон разбивают на три поддиапазона:

- низкочастотный (10 ÷ 300) Гц;

- средних частот (300 ÷ 5000) Гц;

- высокочастотный (5000 ÷ 30000) Гц.

На средних частотах обычно пренебрегают малыми реактивными сопротивлениями разделительных емкостей (включены последовательно с нагрузкой), кроме того, емкость нагрузки также не учитывается из-за ее малого влияния (параллельное соединения R_Н и R_С∑, где С_∑ = С_КЭ + С_Н + С_М, С_КЭ – выходная емкость БПТ, С_Н - емкость нагрузки, С_М - емкость монтажа, С_∑  (10 ÷500) рФ ).

Входное сопротивление усилительного каскада (предварительно R_Б = ∞). Согласно схеме замещения (см. рисунок 1.31):

Из второго уравнения определим U_КЭ и подставим в первое:

Следовательно, входное сопротивление легко определить как:

С учетом того, что h_12Э  0, можно констатировать, что в схеме с ОЭ:

При наличии сопротивления смещения R_Б, эквивалентное входное сопротивления усилительного каскада будет определяться, как параллельное соединение R_ВХ и R_Б (R_Б – параллельное соединение сопротивлений делителя R₁ и R₂ примерно равное меньшему из них – R₂):

Коэффициент усиления каскада по напряжению может быть получен из той же системы уравнений. Выразим значение тока базы:

,

где минус определяется инверсией фазы тока I_Б по отношению к напряжению U_КЭ и подставим его в первое уравнение:

При h_12Э  0, получим:

Коэффициент усиления каскада по току легко найти из следующих соотношений:

Выходное сопротивление усилителя можно определить, проведя опыт короткого замыкания на входе при отключенной нагрузке, при этом на выход следует подать переменное напряжение Е, где I – ток, потребляемый каскадом от источника переменного напряжения Е:

Решая эту систему уравнений относительно I, получим:

; ;

С учетом h_12Э  0, получим:

В области низких и высоких частот нельзя пренебречь значениями разделительных емкостей С_Р1 и С_Р2, зарядной емкостью коллекторного перехода и емкостью нагрузки (С_) (см. рисунок 1.31). Наличие реактивных сопротивлений в электрической цепи приведет к появлению зависимости основных соотношений (К_U и К_I) от частоты:

,

где Δ(w) = _ВЫХ(w) - _ВХ(w) – разность фаз выходного напряжения относительно входного (фазовый сдвиг), связанная с частотой w = 2f входного усиливаемого сигнала.

С учетом представления коэффициента передачи как частотно зависимого параметра различают три частотные характеристики усилительного каскада, имеющие физический смысл:

- амплитудно-частотная характеристика (АЧХ);

- фазочастотная характеристика (ФЧХ);

- амлитудно-фазочастотная характеристика (АФЧХ).

Амплитудно-частотная характеристика определяет зависимость модуля коэффициента усиления от частоты , типовая графическая интерпретация которой представлена на рисунке 1.32.

Часто, вместо абсолютного значения коэффициента усиления используют нормированную величину – отнесенную к значению коэффициента на средних частотах. Эта характеристика, для которой К_СР(w) = 1 с качественной стороны является более универсальной, безотносительной к любому усилительному звену или каскаду.

Рисунок 1.32 – АЧХ усилительного каскада с ОЭ

На АЧХ выделен частотный диапазон П, называемый полосой пропускания. Полоса пропускания фиксируется как интервал част между значениями wН и wВ, для которых коэффициент:

Фазочастотная характеристика показывает зависимость отклонения фазы выходного сигнала относительно входного в функции частоты:

.

Типовая ФЧХ усилительного каскада на БПТ с ОЭ приведена на рисунке 1.33.

Рисунок 1.33 – ФЧХ усилительного каскада с ОЭ, ОБ и ОК

Амплитудно-фазочастотная характеристика является комплексной, объединяющей зависимости амплитуды К(w) и фазы Δ(w) между выходным и входным сигналами от частоты. Если представить К(jw) в виде вектора на комплексной плоскости, то конец этого вектора, исходящего из начала координат, при изменении частоты будет описывать кривую, которую называют годографом. Схема включения транзистора будет определять те квадранты (четверти), в которых расположится годограф. Для ОЭ это 2-ой и 3-ий квадранты, для ОБ и ОК – 1-ый и 4-ый (см. рисунок 1.34).

годограф

Рисунок 1.34 – АФЧХ усилительного каскада с ОЭ

Для численной оценки качества частотных характеристик используют коэффициенты частотных искажений М_Н и М_В, которые определяются через соотношения:

М_Н и М_В рассчитывают, как правило, для граничных частот (при заданных значениях w_Н и w_В ) или определяют граничные частоты по заданным М_Н и М_В.

Для получения расчетных соотношений в области низких частот представим выходную цепь каскада в виде, изображенном на рисунке 1.35. Уравнение выходной цепи по второму закону Кирхгофа примет вид:

,

где К_ХХ·U_ВХ – напряжение, передаваемое активным элементом в выходную цепь (разделительный конденсатор С_Р1 для простоты отнесем к выходной емкости предыдущего каскада).

Рисунок 1.35 – Схема замещения выходной цепи усилительного каскада с ОЭ на НЧ

Для средних частот аналогичный расчет выходной цепи четырехполюсника даст:

Обозначим

,

тогда,

.

Модуль коэффициента усиления на низких частотах, исходя из последнего соотношения:

Согласно полученному выражению при снижении частоты модуль К_НЧ(jw) уменьшается. АЧХ каскада в области низких частот приведена на рисунке 1.36.

Рисунок 1.36 – АЧХ каскада с ОЭ на НЧ

Коэффициент частотных искажений в области низких частот:

,

а его модуль:

Для многокаскадного усилителя эквивалентный коэффициент частотных искажений будет определяться произведением М_Н соответствующих каскадов:

Емкость разделительного конденсатора может быть определена (при условии, что │М_Н(jw_Н)│= 0,707):

Фазовые искажения выходного сигнала на низкой частоте определяются через:

Для уточнения полученных выражений относительно фазовых искажений необходимо продифференцировать функцию Δ = f(w), поскольку изменение частоты от нулевой до средних (в нашем расчете средние частоты представляют собой w = ∞) могут изменять фазу, как от 90⁰ до 180⁰, так и от 270⁰ до 180⁰ (сдвиг фазы на средних частотах по ранее установленным закономерностям равен 180⁰). Как известно, производная от функции «arccos» [ 4 ] дает знак минус, что возможно только в том случае, если Δ (0) → 270⁰. ФЧХ каскада с общим эмиттером в области низких частот согласно полученным выражениям приведена на рисунке 1.37.

Рисунок 1.37 – ФЧХ каскада с ОЭ на НЧ

Для получения расчетных соотношений в области высоких частот (ВЧ) представим выходную цепь каскада в виде, изображенном на рисунке 1.38, где значением разделительных емкостей пренебрегаем (R_Cр2→0), но учитываем эквивалентную емкость С_, в состав которой входит емкость коллекторного перехода транзистора и емкость нагрузки. Уравнение выходной цепи по второму закону Кирхгофа примет вид:

,

где К_ХХ·U_ВХ – напряжение, передаваемое активным элементом в выходную цепь четырехполюсника со входа каскада;

- эквивалентное сопротивление нагрузки.

Рисунок 1.38 – Схема замещения выходной цепи усилительного каскада с ОЭ на ВЧ

С учетом:

Обозначим

,

тогда,

.

Модуль коэффициента усиления на высоких частотах, исходя из последнего соотношения:

Согласно полученному выражению с ростом частоты модуль К_ВЧ(jw) уменьшается. АЧХ каскада в области высоких частот представлена на рисунке 1.39.

Рисунок 1.39 – АЧХ каскада с ОЭ на ВЧ

Коэффициент частотных искажений в области высоких частот:

,

а его модуль:

Для многокаскадного усилителя эквивалентный коэффициент частотных искажений будет определяться произведением М_В соответствующих каскадов:

Фазовые искажения выходного сигнала на высокой частоте определяются через:

Для уточнения полученных выражений относительно фазовых искажений необходимо продифференцировать функцию Δ = f(w), поскольку изменение частоты от нулевой до высоких (в анализе по ВЧ средние частоты представляют собой w → 0) могут изменять фазу, как от 180⁰ до 90⁰, так и от 180⁰ до 270⁰ (сдвиг фазы на средних частотах по ранее установленным закономерностям равен 180⁰). Как известно, производная от функции «arccos» [ 4 ] дает знак минус, что возможно только в том случае, если Δ (∞) → 90⁰. ФЧХ каскада с общим эмиттером в области высоких частот согласно полученным выражениям приведена на рисунке 1.40.

Рисунок 1.40 – ФЧХ каскада с ОЭ на ВЧ

1.4 Полевые (униполярные) транзисторы

Полевой (униполярный) транзистор – полупроводниковый прибор, преобразовательные и усилительные свойства которого обусловлены наличием проводящего полупроводникового канала, управляемого электрическим полем. Термин «униполярный» транзистор получил благодаря одному типу основных носителей, принимающих участие в формировании тока через канал – это либо электроны, либо дырки.

Токопроводящий канал может быть приповерхностным и объемным в зависимости от конструктивных особенностей полупроводниковой структуры.

Управляющее свойство полевых транзисторов (ПТ) основано на воздействии электрическим полем на величину проводимости основного канала. По аналогии с биполярным транзистором, полевой имеет три основных электрода, но отличающихся по названию. Металлический электрод, создающий эффект воздействия поля называется затвором (З), электроды, через которые протекает основной ток называют истоком (И) и стоком (С) соответственно.

Как и в случае с БПТ схемы включения ПТ в усилительно-преобразовательных каскадах различны в зависимости от того, какой из электродов является общим. Используют три схемы включения ПТ: с общим затвором (ОЗ), общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее широкое распространение получила схема включения с ОИ.

В зависимости от принципа формирования основного канала различают ПТ с управляющим p - n – переходом (канал объемного типа) и с изолированным затвором (канал поверхностного типа). В свою очередь, последние делятся на ПТ со встроенным и индуцированным (наведенным) каналом.

Полевой транзистор с управляющим p – n – переходом. Конструктивные особенности ПТ с объемным типом проводящего канала представлены на рисунке 1.41.

Рисунок 1.41 – Конструкция полевого транзистора с управляющим

p – n - переходом

ПТ состоит из двух областей с n - и p- проводимостью. В конкретном примере изображен ПТ с каналом n – типа и областью затвора p –типа. Области затвора и канала имеют разную концентрацию основных носителей. Принципиально концентрация основных носителей в материале затвора много больше концентрации основных носителей в материале канала. Различие в концентрациях приводит к тому, что при обратном смещении p – n – перехода, возникающего на границе раздела двух полупроводников с различным типом примесной проводимости, расширение границы связанных зарядов происходит в основном за счет обедненной области, т. е. за счет ширины основного канала. Таким образом, чем больше обратный потенциал приложен к затвору тем шире зона p – n – перехода, а следовательно, меньше ширина основного канала (полупроводник n – типа).

З

а счет обедненного полупроводника в основном канале ПТ имеют значительное сопротивление этого канала, даже в случае нулевого смещения на затворе (смещение затвора в прямом направлении в ПТ не применяется, такой режим работы является аварийным). ПТ с разным типом канала имеют разное обозначение на принципиальных схемах (см. рисунок 1.42).

а

б

а

а

б

а – с каналом n – типа, б – с каналом p - типа

Рисунок 1.42 – Обозначение ПТ с управляющим p – n – переходом на принципиальных схемах

Для ПТ входная ВАХ не используется, т.к. его входной ток является очень малым (ток p – n - перехода, смещенного в обратном направлении), а в практических расчетах применяют только переходную (стокозатворную) и выходные характеристики (см. рисунок 1.43). Стрелка указывает направление от слоя p к слою n.

Обращает на себя внимание зависимость напряжения пробоя ПТ по истоку-стоку от напряжения смещения: для напряжения токовой отсечки (ток стока равен нулю) на затворе напряжение пробоя минимально. Это объясняется тем, что в области стока напряжение между стоком и затвором определяется суммой двух составляющих:

,

т.к. за счет падения напряжения на канале потенциал стока будет ниже

а – стокозатворная ВАХ, б – выходные ВАХ

Рисунок 1.43 – Характеристики ПТ с управляющим p – n – переходом

Работа ПТ в режиме насыщения характеризуется нулевым потенциалом затвор-исток (U_ЗИ = 0). Данное соотношение приводит к сужению основного канала транзистора в области стока (см. рисунок 1.41) значением обратного напряжения затвор-сток U_ЗС ≠ 0, режим токовой отсечки наступает для U_ЗИ  3÷5 В в зависимости от марки транзистора, активный режим имеет место для промежуточных значений напряжения U_ЗС, обратный (инверсный) режим по аналогии с БПТ имеет худшие характеристики (определяются конструктивно технологическими особенностями формирования областей стока и истока) и потому не используется.

Усилительные свойства ПТ принято выражать через крутизну стокозатворной характеристики S:

Как правило, S задается для U_ЗИ = 0. В этой точке крутизна максимальна. Для различных ПТ S  2÷8 мА/В при U_СИ = 10 В, U_ЗИ = 0, t = 20⁰C.

Внутреннее дифференциальное сопротивление канала определяется как:

Коэффициент усиления (по напряжению) :

Крутизна стокозатворной характеристики S связана с коэффициентом усиления следующим соотношением:

Частотные характеристики ПТ в отличии от БПТ определяются не инжекцией неосновных носителей и их перемещением в области коллектора. Инерционность ПТ объясняется процессами перезарядки барьерной емкости p – n – перехода.

Влияние температуры на величину тока стока I_С = f(t) в ПТ также отличается от подобной зависимости для БПТ. Увеличение тока стока при повышении температуры компенсируется пропорциональным сужением канала «исток – сток» за счет увеличения напряжения смещения U_ЗС в области стока и соответствующим снижением тока I_С.

В полевых транзисторах с изолированным затвором в отличии от предыдущей конструкции затвор изолирован от основного канала полупроводника тонким слоем диэлектрика, в качестве которого используют двуокись кремния (SiO2), что определило аббревиатуру подобных транзисторов – МОП (металл – окисел – полупроводник) или МДП (металл – диэлектрик – полупроводник).

Транзисторы с изолированным затвором в свою очередь делятся на транзисторы со встроенным каналом и индуцированным каналом.

В

ПТ со встроенным каналом конструктивно имеется основной канал между истоком и стоком до подачи напряжения на затвор (см. рисунок 1.44).

Рисунок 1.44 – ПТ с изолированным затвором и

встроенным каналом p – типа

Кроме того, имеется дополнительная область полупроводника, называемая «ПОДЛОЖКА» с одноименным выводом, противоположная по типу основных носителей области канала. Роль подложки сводится, к своего рода, накопителю основных носителей, куда они выжимаются или откуда извлекаются, обедняя или обогащая слой канала под действием электрического поля затвора. В принципе подобный ПТ может работать или под управлением затвора или по напряжению «подложка – исток». Последнее, с точки зрения характеристик, подобно работе транзистору с управляющим p – n – переходом и практически не используется. При управлении потенциалом затвора подложка, практически всегда, соединяется с истоком.

ВАХ рассматриваемой полупроводниковой структуры приведены на рисунке 1.45.

Рисунок 1.45 – ВАХ ПТ с изолированным затвором и

встроенным каналом

Рисунок 1.46 – ПТ с изолированным затвором индуцированным каналом p – типа

Рисунок 1.47 – ВАХ ПТ с изолированным затвором индуцированным каналом p – типа

1.5 Классификация транзисторов

1.6 Тиристоры

Тиристор – полупроводниковый прибор с двумя устойчивыми состояниями, имеющий три (или более) p – n – перехода, способный переходить из одного состояния в другое под действием внешних сигналов. Тиристоры могут быть диодными (неуправляемые) и триодными (управляемые). Неуправляемые тиристоры называют динисторы, управляемые - тринисторы.

Тиристоры - устройства ключевого действия, их работа отчасти подобна работе полупроводникового диода. В открытом состоянии тиристор обладает очень малым сопротивлением) протекающему току, в закрытом – практически разрывает электрическую цепь, как в прямом, так и в обратном направлении. Это свойство тиристоров широко используется в силовой электронике. Существуют силовые тиристоры способные коммутировать мощности превышающие 1кВА.

Структурная схема неуправляемого тиристора (динистора) представлена на рисунке 1.48. Он состоит из четырех полупроводниковых областей с чередующейся примесной проводимостью.

Рисунок 1.48 – Структурная схема диодного тиристора (динистор)

Представленная структура может рассматриваться как два включенных друг с другом транзистора (см. рисунок 1.48). При подаче напряжения в соответствии с примесной проводимостью крайних областей тиристора первый (эмиттерный) переход транзистора (n1-p1-n2) будет смещен в прямом направлении, второй – в обратном. То же происходит и со вторым транзистором (p2 – n2 – p1) транзистором. Ток каждого транзистора можно представить в виде:

,

где I_P и I_N – коллекторные токи соответствующих транзисторов;

1 и 2 – коэффициенты передачи токов эмиттера этих же транзисторов;

I_P__{K0_}и I_N__K0 – обратные (тепловые) токи коллекторных переходов.

Суммарный ток тиристора будет равен:

При (1+2)  1, I_Н → ∞. С повышением прямого напряжения на тиристоре увеличиваются коэффициенты передачи токов эмиттера 1 и 2, что в определенный момент приводит к лавинообразному росту тока I_Н (коллекторный ток каждого транзистора является в свою очередь базовым током другого – имеет место, так называемая «положительная обратная связь»). Изменение полярности приложенного к тиристору напряжения приведет к смещению в обратном направлении двух эмиттерных переходов, в результате чего ВАХ повторяет обратную ветвь полупроводникового диода.

В отличии от диодного триодный тиристор имеет дополнительный электрод, используемый для подачи тока управления в одну из баз импровизированных транзисторов (см. рисунок 1.49). В зависимости от месторасположения управляющего электрода различают тиристоры с анодным и катодным управлением. Наличие базового вывода позволяет влиять на момент начала лавинообразного нарастания тока (момент отпирания) тиристора и зависит от величины тока протекающего по электроду управления. Ток управления (I_У) даже у самых мощных тиристоров не превышает десятков мА, в то время как прямые токи доходят до 1кА и выше.

Рабочая ветвь ВАХ диодного тиристора соответствует (см. рисунок 1.50) характеристике для I_У0 = 0. Увеличение I_У приводит к изменению ВАХ (кривые для I_У1 и I_У2).

б

а

Рисунок 1.49 – Структурная схема триодного тиристора (тринистор) (а) и его обозначение на принципиальных схемах (б).

Управляемый тиристор работает последовательно с нагрузкой и совместная рабочая точка определяется на пересечении двух характеристик – нагрузи R_Н(одна из красных линий на рисунке 1.50) и тиристора (синяя линия для конкретного значения I_У).

Рисунок 1.50– ВАХ тиристора.

Время лавинообразного отпирания тиристора составляет единицы микросекунд и необходимость тока управления определяется только этим временем отпирания, т.е. тиристором можно управлять коротким импульсом I_У достаточной амплитуды, после чего наличие тока управления необязательно – в открытом состоянии тиристор будет находиться вплоть до момента снижения прямого тока ниже установленного значения, которое называют током удержания I_УД.

Недостатком использования управляемого тиристора является то, что его невозможно выключить с помощью изменения тока управления. Для выключения тиристора используют подачу короткого импульса обратного напряжения (U_АК < 0), искусственно создавая точку нулевого тока.

Область использования тиристоров – управляемые выпрямители, инверторы (преобразователи постоянного тока в переменный), бесконтактные коммутаторы. На рисунке 1.51 представлена схема управляемого выпрямителя, где тиристор используется не только как выпрямитель, но и регулятор величины выпрямленного тока.

Рисунок 1.51 – Управляемый однополупериодный тиристорный выпрямитель

В нагрузке R_Н, включенной последовательно с тиристором протекает ток тиристора. Когда тиристор закрыт – ток равен нулю и все напряжение источника U_АК~ приложено к полупроводниковому прибору. В момент достаточной величины тока управления, который изменяется пропорционально анодному напряжению, тиристор открывается (его сопротивление резко падает почти до нуля) и напряжение источника падает на нагрузке, ток в которой определяется:

.

Диаграммы работы тиристора на нагрузку при переменном напряжении источника и разных значениях тока управления приведены на рисунке 1.52. Ток управления при необходимости изменяют путем корректировки величины сопротивления в цепи управления. Таким образом, в нагрузке протекает ток (I_RН) одного направления, среднее значение амплитуды которого зависит от степени открытия тиристора (красная линия на рисунке 1.52). При выборе формы управления тиристором необходимо учитывать, что по мере нагрева полупроводника его ВАХ изменяется – момент опрокидывания с ростом температуры наступает раньше при неизменном токе управления, поэтому аналоговое регулирование тока нагрузки путем изменения амплитуды I_У имеют гистерезис ветвей роста и снижения напряжения на нагрузке. Для исключения явления гистерезиса в управлении работой тиристорного преобразователя используют фазовый метод, заключающийся в создании короткого импульса I_У достаточной амплитуды в заданный момент времени.

Рисунок 1.52 – Диаграмма работы управляемого однополупериодного тиристорного выпрямителя

Кроме рассмотренных тиристоров существуют симметричные тиристоры – симисторы, которые позволяют управлять и отрицательной полуволной напряжения на элементе. Каждый симистор подобен паре тиристоров включенных встречно-параллельно (см. рисунок 1.53а). Условное обозначение на схемах приведено на рисунке 1.53б.

а – структура симистора; б – условное обозначение

Рисунок 1.53

0. Классификация тиристоров

Существует два типа классификаций, в основу которых положены разные ГОСТы. ГОСТ 20859.1 – 72 считается отмененным, но тиристоры отечественного производства, находящиеся в обращении, особенно маломощные, используют нестандартную структуру обозначений. Она состоит из четырех элементов:

первый элемент (буква или цифра) обозначает материал (по аналогии с транзисторной классификацией): Г, или 1 – германий; К, или 2 – кремний; А, или 3 – арсенид галлия;

второй элемент (буква) – вид тиристора: Н – динистор; У – тринистор;

третий элемент (число) обозначает функциональные характеристики и особенности тиристора:

от 101 до 199 – динисторы и незапираемые тринисторы малой мощности (I_0C.СР < 0,3А, I_0C.СР – максимальный средний ток тиристора в открытом состоянии);

от 201 до 299 - динисторы и незапираемые тринисторы средней мощности (0,3A ≤ I_0C.СР ≤ 10А);

от 301 до 399 - триодные запираемые тиристоры малой мощности (I_0C.СР < 0,3А);

от 401 до 499 – триодные запираемые тиристоры средней мощности (0,3A ≤ I_0C.СР ≤ 10А);

от 501 до 599 - симметричные незапираемые тиристоры малой мощности (I_0C.СР < 0,3А);

от 601 до 699 – симметричные незапираемые тиристоры средней мощности (0,3A ≤ I_0C.СР ≤ 10А);

Четвертый элемент (буква) обозначает типономинал (разброс характеристик в подгруппе) тиристора.

Классификация по ГОСТ 20859.1 – 89 [ 1 ] имеет в обозначении девять элементов:

первый элемент (буква или буквы) – Т – тиристор; ТЛ – лавинный тиристор; ТС – симметричный тиристор; ТО – оптотиристор; ТЗ – запираемый тиристор; ТД – динистор;

второй элемент (буква) – обозначает подвид тиристора по частотно-коммутационным свойствам: Ч –высокочастотный; Б – быстродействующий; И – импульсный;

третий – пятый элементы (три цифры от 1 до 9) обозначают номер модификации, класс и размер корпуса, тип корпуса соответственно;

шестой элемент (число) – величина максимально допустимого среднего тока в открытом состоянии;

седьмой элемент – буква Х для тиристоров с обратной полярностью корпуса (катод – основание корпуса);

восьмой элемент (число) - определяет класс по предельному напряжению в закрытом состоянии, выраженного в сотнях вольт;

девятый элемент – группа цифр, обозначающих классификационный признак, поясняющий второй элемент системы обозначения (Ч, Б, И).

Например, Т171-250-8-6 – тиристор управляемый незапираемый, размер корпуса «под ключ» -41мм, предельный ток тиристора – 250А, предельно коммутируемое напряжение – 800В, скорость нарастания напряжения в закрытом состоянии – 500 В/мкс.

1.8 Оптоэлектронные полупроводниковые приборы (самостоятельно)

1.9 Силовые полупроводниковые элементы

С точки зрения динамики развития отдельных направлений современной электроники силовая электроника имеет неоспоримое преимущество. Именно в силовой электронике в последние годы появляются новые полупроводниковые элементы с особыми свойствами и характеристиками.

Какие элементы относятся к названной области? Это полупроводниковые структуры способные коммутировать или управлять огромными токами (десятки - сотни ампер) и напряжениями (сотни вольт и более). Одна из таких функциональных групп была рассмотрена выше – это частично управляемые тиристоры и оптотиристоры.

Классификация силовых электронных компонент в графической форме представлена на рисунке 1.54.

Рисунок 1.54 – Классификация силовых электронных элементов

Поскольку силовые диоды не играют заметной роли в электронных устройствах и не имеют особенностей в конструкции, основное внимание в разделе будет посвящено полностью управляемым тиристорам, биполярным транзисторам с изолированным затвором (IGBT), МДП и SIT- транзисторам.

Полностью управляемый тиристор в областях анода и катода состоит из множества полупроводниковых элементов, каждый из которых представляет собой часть отдельного тиристорного канала (см. рисунок 1.55). При этом каждый тиристорный канал оказывается включенным по отношению друг к другу параллельно.

ВАХ GTO – тиристора не отличается от подобной характеристики обычного тиристора. Его особенность заключается в том, что путем подачи на электрод управления G тока обратной полярности можно выключить тиристор.

Динамика процесса включения отличается от классической и состоит из времени задержки t_ЗАД и нарастания t_НАР анодного тока, что в сумме и

Рисунок 1.55 – Структура полностью управляемого тиристора

(GTO – тиристор)

определяет время включения тиристора (см. диаграмму на рисунке 1.56):

.

П

ри большом времени включения тиристор рассеивает по цепи управления значительную энергию, для снижения которой в период задержки включения поддерживают скорость нарастания тока управления на уровне .

Рисунок 1.56 – Временная диаграмма управления GTO - тиристора

Выключение тиристоров осуществляется током I_G обратной полярности. Величина тока довольно значительна – до 30% от анодного. Кроме того и время выключения (t_ВЫКЛ), состоящее из двух интервалов является существенным, что необходимо учитывать при разработке схем управления этими полупроводниковыми приборами. На первой стадии t_ВЫКЛ анодный ток спадает очень быстро, но со значения

I_Т  (0,10,2) · I_{Т МАКС} начинается пологий участок.

Биполярный транзистор с изолированным затвором является гибридным полупроводниковым прибором, в котором совмещены два способа управления выходным током. Одни из них характерен для униполярных структур (электрическое поле обогащает или обедняет основной канал носителями заряда), другой – для биполярных транзисторов (управление инжекцией носителей заряда).

Название транзистор получил благодаря комбинации двух типов транзисторов. В литературе можно встретить аббревиатуру IGBT от английского Insulated Gate Bipolar Transistor.

Структура IGBT содержит четыре полупроводниковых области (см. рисунок 1.57) с особым способом организации электрических выводов от них.

Рисунок 1.57 – Структура БТИЗ (IGBT)

Особенностью БТИЗ является основной вертикальный канал, изготовить который без шунтирующего биполярного транзистора невозможно (так называемый МДП транзистор с каналом вертикального типа) и дополнительная область (на рисунке она выделена розовым цветом), создающая еще один биполярный транзистор противоположный по структуре первому (см. рисунок 1.58). Резистор R_МОД – последовательное сопротивление основного канала. Его значение изменяется (модулируется) с величиной проходящего тока. Резистор R_Б – активное сопротивление области базы T2. Величина R_Б небольшая и потому держит шунтирующий паразитный транзистор Т2 в закрытом состоянии, что не оказывает существенного влияния на работу ПТ Т1.

Достоинством IGBT является высокие коммутируемые напряжения (свыше 1кВ) и тока (свыше 100А), но частотный диапазон ниже, чем у мощных полевых транзисторов с вертикальным каналом.

БТИЗ устойчив к короткому замыканию в цепи нагрузки – при своевременном отключении он восстанавливает свои свойства, что говорит о его высокой тепловой стабильности.

б

а

а – схема замещения транзистора ; б – обозначение на принципиальных схемах

Рисунок 1.58 – Эквивалентная схема БТИЗ

SIT – транзистор представляет (Static Induction Transistor) собой полупроводниковую структуру с разбитым на множество параллельных участков основным каналом по принципу работы схожим с полевым транзистором (разновидность полевого). На рисунке 1.59 приведена упрощенная структурная схема этого компонента.

Рисунок 1.59 – Конструкция SIT - транзистора

Процессы, происходящие в транзисторе, подобны физическим процесса полевого транзистора с управляющим p – n – переходом. Число параллельных каналов может доходить до нескольких тысяч. Это обуславливает их особые вольт-амперные характеристики (см. рисунок 1.60).

б

а – стокозатворная; б - выходная

Рисунок 1.60 – ВАХ SIT - транзистора

С

а

токозатворнную характеристику транзистора отличает протяженный линейный участок, что позволяет использовать их в оконечных каскадах усилителей мощности особенно в аппаратуре так называемого Hi – Fi (High Fidelity) типа.

При переходе напряжения на затворе через ноль (смещение управляющего перехода в прямом направлении) транзистор переходит в биполярный режим работы, достоинством которого является малое прямое напряжение между истоком и стоком, при этом затвор, чей ток в данном случае становится значительным, выполняет роль базы.

В заключении раздела на рисунке 1.61 приводятся сравнительные характеристики силовых элементов электроники.

При выборе силовых коммутационных (усилительных) элементов руководствуются набором факторов, которые часто бывают взаимно противоречивыми и в этом случае необходимо четко представлять все предельные технические возможности и особенности рассматриваемых средств.

Выбор полупроводниковых элементов заключается в оценке следующих технических характеристик: ток и напряжение коммутации, рассеиваемая мощность, частота переключения, остаточное напряжение в

открытом состоянии. Как правило, идеальных компонентов, сочетающих в себе лучшие из указанны параметров не существует. В практике приходится жертвовать одной характеристикой в угоду другой.

Рисунок 1.61 – Сравнительные характеристики силовых полупроводниковых элементов с точки зрения их переключательных способностей и рассеиваемой мощности

Например, МДП (с вертикальным каналом) транзистор имеет лучшие показатели по частотным свойствам и температурной стабильности, но коммутирует сравнительно меньшие мощности. В этом отношении частично управляемые тиристоры имеют преимущество. Однако последние не имеют температурной стабильности, их коммутационные свойства тоже оставляют желать лучшего.

IGBT транзистор схож по параметрам с МДП транзистором, но проще в формировании управляющего сигнала.

БПТ и SIT транзисторы имеют малые остаточные напряжения в открытом состоянии.

В настоящее время наиболее оптимальными характеристиками обладают IGBT и МДП транзисторы.

2 ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ

Обратной связью (ОС) называется сигнал, подаваемый с выхода усилителя на его вход.

В зависимости от фазы выходного сигнала по отношению к входному обратная связь может быть положительной и отрицательной.

Кроме того, с точки зрения механизма передачи сигнала различают последовательную и параллельную ОС.

ОС может быть токовая или потенциальная.

В усилителях электрических сигналов нашла применение отрицательная обратная связь. Положительная ОС является основой функционирования генераторов гармонических колебаний.

Интересен тот факт, что в 1927 году была предпринята попытка запатентовать отрицательную обратную связь, но эксперты не увидели в патентуемом объекте полезности и отклонили заявку.

На рисунке 2.1 представлены примеры реализации отрицательной обратной связи, где тракт усиления условно обозначен блоком с коэффициентом передачи «К», а цепь обратной связи – блоком с коэффициентом передачи «β».

Коэффициентом передачи принято называть отношение амплитуды выходного сигнала к амплитуде входного, следовательно:

,

где А_вых, А_вх, А_ос – амплитуды входного, выходного сигналов и сигнала обратной связи.

а – последовательная ОС по напряжению; б параллельная ОС по току; в – последовательная ОС по току; г – параллельная ОС по напряжению

Рисунок 2.1 Виды обратных связей

В общем случае коэффициент передачи является величиной размерной, например В/мА или мА/В.

В технике этот термин сравнительно часто используется для обозначения характеристик механических объектов с электроприводом, пневмоприводом, гидроприводом (клапан, задвижка). При этом входным воздействием (сигналом) является управляющее воздействие (электрический, пневматический, гидравлический сигнал), выходной сигнал – линейное перемещение иглы или запорной планки и коэффициент передачи имеет размерность В/мм, МПа/мм и т.д. В случае же, когда входная и выходная физические величины имеют одну природу, например электрическое напряжение в блоке предварительного усиления или в электрическом трансформаторе, коэффициент передачи называют коэффициентом усиления. По понятным причинам коэффициент усиления не имеет размерности и может быть больше или меньше единицы.

Для определения вида обратной связи усилителя необходимо найти нагрузочный элемент (Rн) и мысленно закоротить его. Если при этом Аос обратиться в ноль – обратная связь потенциальная (по напряжению), если нет – токовая обратная связь. Последовательная ОС (аналог последовательного соединения сопротивлений в электротехнике) состоит в алгебраическом сложении (с учетом знака, фазы) входного напряжения и напряжения ОС. При параллельной ОС алгебраически складываются токи (входной и ОС) – аналог параллельного соединения сопротивлений в электротехнике.

2.1 Влияние обратной связи на основные параметры усилителя

Наиболее часто в усилительном тракте используются последовательная отрицательная обратная связь (ООС) по току коллектора (см. рисунок 2.2 а) и параллельная отрицательная обратная связь по напряжению на нагрузке (см. рисунок 2.2 б) - для схемы включения транзистора с ОЭ.

Первая из них используется для стабилизации рабочей точки по постоянному току и ее функционирование можно представить следующим образом.

Представим, что под действием внешней температуры транзистор нагрелся. Температурная зависимость электрического сопротивления полупроводника имеет спадающую форму, т.е. с ростом нагрева сопротивление падает. Следовательно, ток эмиттера (коллектора) увеличится без изменения тока базы. В этом случае рабочая точка на выходных характеристика поднимается вверх. Если в цепи эмиттера стоит резистор Rэ, то возросший ток приведет к снижению потенциала эмиттера по отношению к потенциалу базы, а значит к некоторому падению тока базы, что возвратит рабочую точку в прежнее положение, в результате чего величина коллекторного тока как бы не изменится.

Для входного контура из второго закона Кирхгофа следует:

,

ч

то позволяет отнести сигнал на сопротивлении Rэ к ООС. Величина этого сигнала пропорциональна току коллектора и передается на вход в потенциальной форме, что характеризует данную ОС, как последовательную токовую.

а – последовательная токовая ООС; б – параллельная потенциальная ООС

Рисунок 2.2 – Примеры схем с отрицательной обратной связью

На рисунке 2.2 б приведен пример схемы с ОЭ охваченной параллельной (потенциальной, по напряжению) ООС. Рост тока, вызванный ростом температуры приведет к уменьшению напряжения на коллекторе транзистора, а затем и тока базы (тока смещения). Сместившаяся рабочая точка вновь займет прежнее положение на выходной характеристике.

Для оценки влияния ОС на характеристики усилителя рассмотрим коэффициент усиления каскада, собранного по схеме с ОЭ и охваченного последовательной ООС по напряжению К_Uoc (см. рисунок 2.1 а).

,

где - комплексное в общем случае значение выходного и входного напряжений.

Но

,

(знак минус перед U_oc говорит о том, что сигнал входа и обратной связи находятся в противофазе)

тогда

или

.

Поскольку

,

а

Следовательно, коэффициент усиления каскада, охваченного ОС, может быть рассчитан как:

,

где - называется глубиной обратной связи;

- петлевое усиление.

Знак в выражении глубины обратной связи перед петлевым усилением определяется соотношением фазы входного сигнала и сигнала обратной связи - «плюс» соответствует отрицательной обратной связи, «минус» - положительной

Для ООС

Анализ полученного выражения показывает, что при глубокой ООС , K_Uoc не зависит от К и определяется:

Это равенство тем точнее, чем произведение больше единицы.

Чем же интересен данный вывод? Смысл представленный выкладок заключается в том, что при наличии ООС коэффициент усиления каскада определяется только величиной коэффициента передачи звена ОС и не зависит от коэффициента усилительного прямой цепи К. Но К характеризуется параметрами активных элементов (транзисторы, операционные усилители), которые в той или иной степени подвержены влиянию внешней среды (температура, барометрическое давление, влажность, электромагнитные излучения и т.п.) и стабилизировать его очень сложно, если вообще возможно. β - по номиналу, как правило меньше единицы, реализуется на пассивных элементах (обычные делители, резисторные матрицы), стабильность которых обеспечить гораздо проще.

Следовательно, наличие ООС ведет к повышению стабильности усилительного каскада без применения сложных схем воздействия на цепь прямого преобразования (усиления). При этом даже в случае, когда соизмеримо с единицей, ООС повышает качественные показатели усиления каскада и совершенно неважно, что является дестабилизирующей причиной.

Модель влияния ООС можно рассмотреть на простом примере. Предположим К, как и β вещественные числа (другими словами мы имеем дело с усилением сигнала постоянного тока). Пусть К = 1000, но под действием внешнего фактора он уменьшается в 2 раза, т.е. К становиться равным 500. Если при этом β = 0,1 и обеспечивается его высокая стабильность, то К_Uoc, будучи тоже числом вещественным в первом случае будет равно 9,9 , во втором 9,8. Таким образом погрешность от ухода К в два раза (на 50%) привела к относительной погрешности каскада равной:

Частотные характеристики могут быть интерпретированы через стабильность К_Uoc, когда влияющим фактором является частота усиливаемого сигнала. В качестве примера подойдет предыдущий случай, где уменьшение коэффициента усиления связывается с ростом частоты. АЧХ каскада без ООС представлено на рисунке 2.3 а.

На рисунке по аналогии с выше представленным примером наличие ООС уменьшает по понятным причинам коэффициент усиления, но при этом К_Uoc не зависит от частоты в широком частотном диапазоне, а частота среза смещается в область высоких частот.

а – коэффициент усиления каскада без обратной связи; б - коэффициент усиления каскада с ООС (К_Uoc)

Рисунок 2.3 – Зависимость коэффициента усиления каскада с ООС от частоты

ООС оказывает влияние и на входное сопротивление каскада. Результат влияния последовательной и параллельной ОС различен. Рассмотрим воздействие последовательной ООС (см. рисунок 2.1) на величину Rвх (в общем случае – комплексное входное сопротивление):

, , , ,

Следовательно,

и входное сопротивление возрастает в 1+β∙К раз.

При параллельной ООС входной ток будет равняться сумме:

Тогда в общем случае:

и входное сопротивление уменьшается в 1+ β∙К раз.

Выводом из представленных выкладок является то, что независимо от формы получения сигнала отрицательной обратной связи (токовая или потенциальная ОС) входное сопротивление растет при последовательной ООС и снижается при параллельной.

Выходное сопротивление каскада при наличии ООС зависит от способа ее организации и нечувствительно к виду суммирования со входным сигналом. Для ООС по напряжению (см. рисунок 2.4):

Рисунок 2.4 – Функциональная схема усилительного каскада с ООС по напряжению

где ΔU_КАС – приращение напряжения на выходе усилительного каскада равное напряжению холостого хода на выходе.

Знак «минус» перед значением приращения напряжения ΔU_ВЫХ говорит о том, что положительный рост тока нагрузки ведет к уменьшению выходного напряжения, т.е. выходная нагрузочная характеристика усилителя является падающей.

Для ООС по выходному току (см. рисунок 2.5) изменение входного напряжения ΔU_ВХ, определяемое изменением тока нагрузки:

Отсюда:

Рисунок 2.5 – Функциональная схема усилительного каскада с ООС по току нагрузки

Последнее соотношение показывает рост выходного сопротивления усилительного каскада охваченного ООС по току, при этом вид ввода сигнала обратной связи во входную цепь не имеют значения.

2.2 Частотно-зависимая обратная связь

При положительной обратной связи коэффициент

Интерес в этом случае представляет соотношение . Тогда

. При наступает так называемое самовозбуждение каскада и на его выходе устанавливаются гармонические колебания. Частота колебаний определяется внутренними параметрами цепи прямого преобразования и обратной связи. При в усилителе возникают расходящиеся колебания со все возрастающей амплитудой, характеризуемой неустойчивостью работы.

Условие , которое можно представить в показательной форме е ^{(ос+у) ,} выполнимо, если модуль произведения =1 и

е ^{(ос+у)} = 1, что возможно при (_ос+_у) = 360⁰n, где n = 0, 1, 2, 3, … любое целое число или 0.

Более подробно о применении условия равенства сказано в разделе 9. АВТОГЕНЕРАТОРЫ.

На частотах ниже 100кГц отрицательную обратную связь очень часто применяют в форме частотно зависимой. В качестве зависимого элемента используют соединение RC. Из курса электротехники известно, что полное сопротивление цепи в этом случае будет определяться частотой сигнала, а поскольку коэффициент  формируется путем обыкновенного деления выходного сигнала на пассивных элементах, то значение напряжения (тока) ООС оказывается напрямую связано с частотой.

Если предположить, что на частоте  = ₀ коэффициент   0 (параллельное соединение RC, R << Z_C, U_ос  0), тогда:

Следовательно, на частоте ₀ коэффициент передачи усилительного каскада оказывается равным коэффициенту усиления цепи прямого преобразования, другими словами возрастает многократно. Это свойство ООС нашло использование в избирательных усилителях, автогенераторах (ПОС), цепях коррекции амплитудно-частотных характеристик. С помощью частотно-зависимой отрицательной обратной связи возможна коррекция зависимости К_ос от частоты (см. рисунок 2.6).

Введение частотно-зависимой ООС является необходимой, например, для корректировки АЧХ тракта усиления сигнала магнитной головки аудио и видео магнитофонов, характеристики которых в области низких (20-100 Гц) и высоких (8-15 кГц) частот имеют глубокие спады.

а – функциональная схема электронного устройства; б – нормированная АЧХ каскада; К1 - входной каскад; К_ос2 – корректирующий каскад, с частотно-зависимой ООС; К_ос – результирующий нормированный коэффициент передачи устройства

Рисунок 2.6 – Коррекция АЧХ посредством введения корректирующего

каскада с частотно-зависимой ООС

3 ПОВТОРИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Повторители напряжения – схемные решения на основе включения усилительного электронного элемента, охваченного 100% последовательной обратной связью. Первыми повторителями напряжения - транзисторные каскады с общим коллектором на биполярном транзисторе (эмиттерный повторитель) и с общим стоком (истоковый повторитель) не полевом транзисторе. Основные свойства этих каскадов близки, отличия же вызваны несовпадением характеристик используемых транзисторов.

Схемы эмитеттерного и истокового повторителей приведены на рисунке 3.1.

Наличие 100% ООС предполагает равенство выходного сигнала и сигнала обратной связи (см. рисунок 3.1 а). Выходное напряжение снимается непосредственно с сопротивления, выполняющего роль элемента ОС, т.е. с R_э. При этом, если сопротивление в коллекторной цепи равно нулю, схема с ОЭ превращается в транзисторный усилительный каскад с общим коллектором (ОК).

б

а

а – эмиттерный повторитель; б – истоковый повторитель

Рисунок 3.1 – Повторители напряжения

Рассмотрим подробно каскад на биполярном транзисторе.

Отличительные особенности каскада с ОК:

- выходной сигнал не инвертируется относительно входного;

- коэффициент передачи Кос <1, т.к. при 100% ООС  = 1,

;

- входное сопротивление каскада с ОК резко возрастает, т.к.

I_k  I_э = h_21эi_б = при условии получим:

(последнее выражение является очень важным, поскольку позволяет значительно поднимать входное сопротивление каскада, что очень часто используется в предварительном усилении);

- выходное сопротивление повторителя равно Rэ ;

- коэффициент передачи каскада по току много больше единицы, т.е. ОК дает усиление сигнала по мощности:

I_э = h_21э i_б + i_б= i_б  (h_21э + 1)  I_э/i_б = h_21э + 1 = К_I >> 1.

Частотные свойства каскада с ОК определяются частотными характеристиками применяемого транзистора.

Основные свойства истокового повторителя аналогичны характеристикам эмиттерного повторителя:

Частотные свойства истокового повторителя по аналогии с биполярным транзистором определяются глубиной ООС и с учетом того, что   U_ОС/U_ВЫХ 1 (100% ООС), повторитель напряжения имеет существенно лучшие частотные характеристике, чем каскад с общим истоком.

4 Преобразовательные транзисторные каскады

При разработке устройств РЭА часто используются различного рада каскадные (групповые) элементы, с помощью которых возможно в определенной мере упростить ряд задач. К таковым относятся маломощные источники напряжения и тока, приближенные по своим характеристикам к идеальным и составные транзисторы. Первые позволяют сравнительно просто получать источники опорных напряжений и токов, вторые – поднимать коэффициент передачи одного усилительного каскада.

4.1 Источники тока на биполярном транзисторе

При стабильном входном токе каскада с ОЭ (см. рисунок 6.1а) выходная характеристика (см. рисунок 6.1б) дает очень малое приращение тока коллектора (I_k) для значительного разброса напряжения источника питания. Таким образом, если в качестве нагрузки используется резистор, помещенный в коллекторную цепь, его ток I_k = I_Н в крайне малой степени будет зависеть от величины его сопротивления.

а – принципиальная схема источника тока на БПТ; б - графические зависимости напряжений и токов на активном элементе

Рисунок 4.1 – Источник тока на биполярном транзисторе с диодом в качестве базового источника опорного напряжения

Режим работы источника тока характеризуется диапазоном изменения нагрузочного сопротивления, для которого выполняется условие стабильности тока. Значение минимального сопротивления известно,

R_{Н МИН} = 0 , R_{Н МАКС} определяется из соотношения:

R_{ВЫХ МАКС} = [U_П – U_КЭ(I_Б)] / h_21Э I_Б  R_{ВЫХ МАКС}  R_Н > R_{ВЫХ МИН} = 0

Отклонение нагрузочного тока от его заданного значения I_К = I_Н легко рассчитать с учетом справочной характеристики транзистора h_22Э – выходной проводимости транзистора для каскада с ОЭ. Поскольку эта величина крайне мала, то с погрешностью не более 5% можно принимать I_Н на всем диапазоне изменения R_Н равной нулю.

I_К = h_22Э [U_П – U_КЭ(IБ)] , т.к. h_22Э  0, I_К  0

Стабильный ток в R_Н в представленной схеме определяется качеством поддержания на заданном уровне значения параметров рабочей точки транзистора. В схеме на рисунке 4.1 роль стабилизатора выполняет диод, включенный в прямом направлении, ток через который задается резистором R1.

4.2 Источники тока на полевом транзисторе

Гораздо проще выглядит принципиальная схема источника тока на полевом транзисторе с управляющим р-п переходом и каналом n – типа (см. рисунок 4,2 а).

а – принципиальная схема источника тока на ПТ; б – входная ВАХ ПТ с рабочей;

точкой; с – выходная ВАХ с участком стабильного тока

Рисунок 4.2 – Источник тока на полевом транзисторе

Простота каскада определяется тем, что напряжение управления (напряжение затвора) противоположно по знаку напряжению стока (см. рисунок 4.2б). Максимальный ток стабилизации получают, соединив вместе затвор и исток. Изменение ток возможно при введении в цепь истока балластного сопротивления Rи, величину которого можно найти:

Rи =U_{ЗИ 0} / I_C зад (для Rи = 0, I_C зад = I_C макс)

R_{Н МАКС} = [U_П – U_СИ нас] / I_С зад  R_{ВЫХ МАКС}  R_Н > R_{ВЫХ МИН} = 0

Недостаток источников тока на основе ПТ заключается в том, что ток стабилизации лежит в области единиц миллиампер.

4.3 Составной транзистор

Реальные значения коэффициентов усиления транзисторов сравнительно небольшие и лежат в пределах h_21Э  50. Увеличение данного параметра позволяет существенно упростить реализацию РЭА. В многокаскадном усилительном устройстве при большем h_21Э можно обойтись меньшим числом каскадов или использовать слабый по мощности сигнал непосредственно для управления мощными потребителями без применения специальных усилителей.

Впервые увеличение коэффициента передачи путем каскадного включения нескольких транзисторов было применено Дарлингтоном и потому, подобные решения называют схемами Дарлингтона или составными транзисторами.

Чаще всего составной транзистор представляет собой совокупность двух транзисторов, работающих в паре.

Для представленной схемы (см. рисунок 4.3 а) будут справедливы следующие соотношения:

При условии, что и

После перемножения получим:

Приняв , получим:

Таким образом, в составном транзисторе результирующий коэффициент передачи тока равен произведению коэффициентов передачи входящих в него транзисторов.

Необходимым условием работоспособности схемы является неравенство , иначе в области малых выходных токов схема будет неработоспособной. Для устранения этого недостатка в эмиттерную цепь первого транзистора вводят сопротивление смещения R_СМ, которое в общем случае снижает эквивалентный коэффициент передачи.

I_ВЫХ

Rсм

VT1

Rсм

I_Б

VT2