5. Содержание отчета

Отчет должен содержать краткие теоретические сведения по теме работы, схему эксперимента, результаты экспериментов и расчетов в виде таблиц и графиков.

6. Контрольные вопросы

1. Определить конструкцию и принцип действия полевых транзисторов с изолированным затвором встроенным каналом р и п − типов.

2. Описать конструкцию и принцип действия полевых транзисторов с изолированным затвором и индуцированным каналом р и п − типов.

3. Объяснить статические характеристики плевых транзисторов с изолированным затвором.

4. Обяснить стокзатворную характеристику МДП−транзисторов:

а) с индуцированным каналом р−типа;

б) с индуцированным каналом п−типа;

в) с встроенным каналом р−типа;

г) с встроенным каналом п−типа.

5. По заданным значениям порогового напряжения (или напряжения отсечки) и напряжения на затворе определить напряжение на стоке, соответствующее насыщению тока стока.

6. Провести аналитическое описание ВАХ−транзистора в области линейного нарастания тока и в области насыщения.

7. Дать определение удельной крутизны, какие параметры и как влияют на крутизну?

8. Что такое сопротивление канала в открытом состоянии?

9. Какая связь между сопротивлением канала и крутизной?

10. Привести условные графические изображения различных типов МДП−транзисторов.

ЛИТЕРАТУРА

1. Степаненко И.П. Основы теории транзисторных схем. Изд.4-е, перер. и доп., М. "Энергия", 1977, стр.293-316.

2. Булычев А.Л., Прохоренко В.А. Электронные приборы. Учебн.посо­бие для вузов по спец. "Радиотехника".-Мн.: Выш.шк.,1987. стр. 249-262, 342-348.

3. Пасынков В.В. и др. Полупроводниковые приборы. М.: Высш.шк. 1987, стр. 301-322 .

Лабораторная работа № 10

КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ РАБОТЫ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА

1. Цель работы

В работе исследуется биполярный транзистор в ключевом режиме, определяются параметры транзисторного клича в статическом и динамическом режимах. Изучается метод заряда, применяемый при расчете переходных процессов в транзисторных ключах.

2.Теоретические сведения.

Основное назначение транзисторного ключа состоит в замыкании и размыкании цепи нагрузки с помощью управлявших сигналов на входе. Наиболее распространение получили ключи на транзисторе, включенном по схеме 0Э (рис.1). Нагрузка Rk включена в коллектор­ную цепь транзистора UT, а управляющие сигналы от генератора через сопротивление R6 поступают на базу транзистора. В ключевом режиме транзистор переходит из насыщенного состояния (цепь нагруз­ки замкнута) в режим отсечки (цепь нагрузки разомкнута) и обратно, работая в активном режиме только в течение кратковременных переходных процессов.

Iкн=(Eк –Uкэн)/Rк Eк/Rк

Iбн=Iкн/β

Iб=(Uвх-Uбэн)/Rк

Iб>Iбн

Рис 1. Режим насыщения транзисторного ключа.

Режим насыщения. В режиме насыщения (РН) оба перехода смещены в прямом направлении и на них падают малые (0.5  1В) напряжения. Эмиттерный переход открыт за счет отпирающего входного сигнала, коллекторный  за счет падения напряжения на резисторе Rk при протекании большого коллекторного тока (рис.1).

Рис.2. Т. "А" на линии нагрузки  режим насыщения.

т. "В" – режим отсечки.

На линии нагрузки РН соответствует т. А. (рис.2). апряжение на транзисторе в РН равно разности напряжений на прямосмещенных рn  переходах:

Ukэh = Uбэн  Uбk = 0.05  0.2 В << Ек

Ток коллектора в РН практически не зависит от параметров транзистора и определяется внешними элементами:

Iкн= (Ек  Ukэh)/Rk = Ek/Rk

Режим, при котором выполняется соотношение:

Iб=Iбн = Iкн/β, ( β= h21)

является граничным между активным режимом и РН.

Критерий насыщения:

Iб > Iбн = Ikh/B = Ek/(Rk• β)

Для количественной оценки глубины насыщения вводят параметры:

степень насыщения:

N = (IбIбн)/Iбн  (β •IбIкн)/Iкн, N > О,

коэффициент насыщения:

S = Iб/Iбн. S = N + 1. S > 1

При увеличении тока базы транзистор переходит из активного в РН, напряжение на нем уменьшается до Uкэн и при дальнейшем увеличении Iб слабо зависит от тока базы. Как правило, степень насыщения выбирают из значений N= 2 – 5, так как дальнейшее увеличение Iб может привести даже к некоторому увеличению Uкэн из­за роста падения напряжения на сопротивлении области эмиттера при протекании большого отпирающего тока.

При расчете ключа после определения необходимого насыщающего тока Iб рассчитывают требуемое управляющее напряжение Ubx или значение Rб:

Ubx = Iб•Rб + Uбэн

Режим отсечки (рис. 3).

Рис. 3. Режим отсечки транзистора

0ба перехода транзистора в режиме отсечки (РО) закрыты, протекают малые обратные токи Iк = Iко. Iб = Iко. На линии нагрузки РО соответствует точка В (рис. 2).

Напряжение на коллекторе транзистора практически равно Ек:

Uкэ = Ек – Ikо•Rk = Ек, Iко Rk << Ек

Это неравенство позволяет определить требование к транзистору по величине обратного тока:

Iко << Ek/Rk

Условие отсечки можно сформулировать в виде неравенства для выбора запирающего напряжения:

Uбэ= Ubx +Iko•Rб < Uбэ отп.

где Uбэ отп –напряжение отпирания транзистора, определяемое по входным ВАХ (рис. 4). Ток Iб=Iко•Rб создает отпирающее напряжение Iko·Rб на входе, поэтому для надежного запирания транзисторанеобходимо обеспечить условие ·

^{Ubx < Uбэ отп – Iко•Rб.}

Рис. 4. Входная BАX транзистора и режимы работы.

Режимам работы транзистора соответствует распределения неос­новных зарядов (дырок в n  базе pnр транзистора и электронов в р  базе npn транзистора)  рис.5.

Рис. 5. Распределение неосновных зарядов

Пример расчета транзисторного ключа.

Ключ должен обеспечить коммутацию напряжения Ек = 20 В на нагрузку Rk = 1 кОм.

1.Входные сигналыТТLуровня: отпирающее Ubx = U1 = 2.4 В, запирающее Ubx = U0 = 0.4 В Определить Rб

2. Rб=20кОм Определить уровни U1 и U0 управляющего сигнала Uвх.

Требования к транзистору:

Uкэ мах > Ек = 20В, Iк мах > Ek/Rk = 20В/1к0м = 20 мА

Выбираем транзистор КТ342Б:

Uкэ mах = 25 В, Iк mах = 50 мА.

Iко < 0.05 мкА при Т = 298 К, Uкб = 20 В.

Iко < 10 мкА при Т= 398 К, Uk6 = 20 В,

Uкэ нас =0.05  0.1 В при Iк = 10 мА, Iб=1 мА

Uбэ нас = 0.6  0.9 В при Iк = 10 мА, Iб=1 мА

h21э= 200 – 500 при Uk = 5 В, Iэ=1 мА

Uбэ отп < 0.45В ( по входной ВАХ)

(Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/ М.Брежнева и др.Под ред. Б.Л.Перельмана.  М.Радио и связь 181. с.139  141).

Граничный режим: Iбн = Iкн/Вmin = 20мА/200 = 0.1 мкА

Выбираем степень насыщения N = 3, S = N + 1 = 4

Ток базы Iб = IбнS = Iбн.(N+1) = 0.1 мА4 = 0.4 мА.

1. Сопротивление резистора Rб < (U1−Uбэ нас)/1б= =(2.40.9)/0.4=3.75кОм Выбираем Rб = 3.6 кОм. Проверяем условие отсечки: Uбэ = U0 + IkоRб = = 0.4В+10мкА·3,6к0м = = 0.44В < Uбэ отп = 0,45В

2. Ul > Iб•Rб +U бэнас =0,4• 20 + +0.9 = 8.9В Выбираем U1 = 10 В. U0 < Uбэ отп – IkoRб = = 0,45В  10 мкА•20к0м=0,25В Выбираем U0 = 0.

Основные статические параметры электронных ключей: остаточное напряжение Uкэн замкнутого ключа и ток утечки Iко разомкнутого ключа. Для уменьшения тока утечки необходимо выбирать кремниевые транзисторы с малыми обратными токами коллектора и обеспечивать надежное запирание транзистора. Особенность биполярного транзистора наличие остаточного напряжения на транзисторе в режиме насыщения. При нулевом токе коллектора линия насыщения СН на ВАХ (рис. 2) не проходит через начало координат: Uc > 0. Наклон линии насыщения CА определяет сопротивление открытого ключа Rнас = Ukэh/Ikн, а наклон линии отсечки СВ определяет сопротивление утечки Rут = Ек/Iко.

Типовые значения сопротивлений маломощных кремниевых транзис­торов примерно Rнас = 5  100 Ом, Rут > 100 кОм. Величину остаточного напряжения Uc можно приближенно оценить по формуле

Uс = _Т •ln(1/a_i) + Iб•rээ,

где _Т =25 мВ при Т=298 К  температурный потенциал;

α_i  инверсный коэффициент передачи тока эмиттера;

rээ  сопротивление области эмиттера.

Для уменьшения обратного тока и остаточного напряжения Uc используются биполярные транзисторы в инверсной включении управляющим является коллекторный переход, а нагрузка подключает­ся в цепь эмиттера. Тогда остаточное напряжение приближенно можно найти:

Uс = _Т •ln(1/α) + Iб•rкк,

где α  нормальный коэффициент передачи тока эмиттера,

rкк  сопротивление области коллектора.

Учитывая, что α > α_i, для инверсного включения первое составляющее Uc значительно меньше, чем в нормальном включении.

Необходимо учитывать, что в инверсном режиме требуется значительно больший отпирающий ток Iб, кроме того возрастает второе слагаемое Uc, т.к. rкк >> rээ.

Кроме статических параметров ключа, важное значение имеют динамические параметры: время включения  перехода из разомкнутого состояние в замкнутое и время выключения  перехода из замкнутого в разомкнутого состояния. Переходные процессы в транзисторе связаны с процессами накопления и рассасывания неосновных зарядов в базе транзистора.

При отпирании транзистора рабочая точка на линии нагрузки перемещается из положения "В" в положение "А"  рис.2. В исходном состоянии транзистор находится в режиме отсечки  рис.3, рис.6.

В процессе отпирания можно выделить 3 этапа:

1) задержка включения tэ;

2) формирование фронта tф:

3) накопление избыточного заряда в базе транзистора tн.

Задержка включения обусловлена перезарядом барьерных емкостей транзистора. При скачке входного напряжения Ubx⁻Ubx⁺ напряжение на базе транзистора экспоненциально возрастает от уровня Uбэ(−) = Ubx+ Iko•Rб = Ubx⁻, стремясь к теоретическому значению Uбэ(+)= Ubx⁺ (рис. 7). При достижении напряжением Uбэ уровня Uбэотп эмиттерный переход открывается, напряжение на базе U6э ограничивается на уровне Uбэ нас.

Рис. 7. Диаграмма напряжения U6э(t) при отпирании транзистора.

Для определения функции Uбэ(t) решим дифференциальное уравнение, связывавшее напряжение Uбэ(t) и ток перезаряда входной емкости транзистора Свх = Сэ + Ск (рис.7).

i(t) = [Ubx⁺ − Uбэ(t)]/Rб = Свх • dUбэ(t)/dt

После разделения переменных и интегрирования получим:

dUбэ(t)/[Uвх⁺  Uбэ(t)] = dt / Тз

где Тз = Rб•Cbx  постоянная времени перезаряда входной емкости.

| Uбэ(t) | t

−1n[Uвх⁺ − Uбэ(t)] | = (1/Tз)•t |

| U бэ(0)=Uвх^ | 0

Uбэ(0)= Ubx^ = Uбэ()  начальное условие,

t = Тз • ln{(Uвх  Ubx^)/(Ubx⁺  Uбэ(t))}

Uбэ(t) = Ubx⁺  [Ubx⁺  Ubx^] • exp (t/Тз)

Время задержки включения можно определить с учетом того, что отпирание транзистора начинается в момент tз, когда напряжение на базе достигнет напряжения отпирания: Uбэ(tз3) = Uбэ отп (рис.7).

tз = Тз •ln{(Ubx⁺  Ubx^) / ( Ubx⁺  Uбэ отп)]}

Особенно сильно задержка tз проявляется при глубокой отсечке при большом отрицательном запирающем напряжении Ubx^. Для уменьшения tз необходимо увеличивать отпирающее напряжение Ubx+, уменьшать по модулю запирающее напряжение (противоречит условию отсечки Ubx^<<Uбэ отп) и увеличивать скорость перезаряда емкостей уменьшением Rб и выбором транзистора с малыми значениями барьерных емкостей Сэ и Ск.

Для расчета переходных процессов в ключах на биполярных транзисторах применяют метод заряда, по которому определяют закон изменения заряда неосновных носителей тока в базе и через заряд находят токи транзистора.

Уравнение заряда в базе имеет вид:

dQ/dt=Iб – Q/Ta,

где Q – заряд неосновных носителей тока в базе;

Ta – время жизни неосновных зарядов в базе в активном режиме.

Физический смысл уравнения заряда – изменение заряда в базе dQ/dt обусловлено током базы Iб (приход зарядов из внешней цепи или уход во внешнюю цепь), а также уменьшением заряда со скоростью Q/Ta за счет рекомбинации. При отпирающем токе Iб > 0 происходит накопление заряда в базе: dQ/dt>0. При запирающем токе Iб < 0 происходит рассасывание заряда: dQ/dt<0.

На рис. 8.а) показаны распределения зарядов в базе транзистора в соответствующие моменты времени переходного процесса при отпирании транзистора:

“0” – в режиме отсечки транзистора;

“1” – в граничном режиме;

“2” – накопленный заряд в режиме насыщения.

Рис. 8. Распределение зарядов в базе транзистора при отпирании (а) и запирании (б).

Величина заряда в базе может быть определена интегрированием функции распределения плотности заряда по координате x от 0 до W и пропорциональна площади под соответствующей кривой распределения.

В установившемся режиме – при dQ/dt = 0 – получим стационарное уравнение заряда:

Q = Ta•Iб

Начальный заряд в базе (площадь под кривой “0” ) можно считать нулевым: Q(0) = 0, т.к. равновесная концентрация неосновных зарядов в базе (пунктир. линия на рис. 8) пренебрежимо мала и Iб = Ik0 = 0

Интервалу 0<t<tф соответствует активный режим работы. Распределение “1” является граничным между режимом насыщения и активным. Граничный заряд в базе ( площадь под кривой “1” ):

Q(1) = Qгр= Q(tф) = Ta•Iбн = Ta•Iкн/B

Накопленный заряд в базе после окончания переходного процесса в режиме насыщения ( площадь под кривой “2” ):

Q(2) = Qн = Tн•Iб, Qн>Qгр при Iб>Iбн,

где Tн – время жизни неосновных зарядов в базе в режиме насыщения.

Разность Q(2) – Q(1) = Qн – Qгр = Qизб пропорциональна площади, заключенной между кривыми “2”  “1” и называется избыточным зарядом. Очевидно, что коэффициент насыщения пропорционален Qизб:

N = S – 1 = (Iб – Iбн)/Iбн = (Qн – Qгр)/Qгр = Qизб/Qгр

Проинтегрируем уравнение заряда:

dQ/( Ta•Iб – Q ) = dQ/( Qуст – Q ) = dt/Ta,

где Qуст = Ta•Iб – теоретическое значение, к которому стремится Q(t) (рис. 9).

Т. k. Тн < Ta, то Qн < Qуст:

t = Ta•ln{[Qуст – Q(0)]/[Qуст – Q(t)]}

Q(t) = Qуст – [Qуст – Q(0)]•exp(t/Ta)

Заряд в базе экспоненциально возрастает от значения Q(0) = 0, стремясь к установившемуся Qуст = Ta•Iб

Q(t) = Qуст – [1 – exp(t/Ta)] = Ta•Iб•[1 – exp(t/Ta)]

Интервал tф заканчивается в момент, когда Q(tф) = Qгр = Ta•Iбн,

tф = Ta•ln[Qуст/[Qуст – Q(tф)] = Ta•ln[Iб/(Iб – Iбн)] = Ta•ln[S/(S – 1)]

Ток коллектора экспоненциально возрастает от Iк(0) = Iко с постоянной времени Ta (рис.6)

Iк(t) = Iб• B• [1 – exp(t/Ta)]

Учитывая, что Iк(tф) = Iкн, получим тоже значение tф

tф = Ta· ln[Iб• B/(Iб•B – Iкн)] = Ta• ln[Iб/(Iб – Iкн/B)] = Ta• ln[S/(S 1)]

Рис. 9. Зависимость заряда в базе от времени Q(t) при отпирании и запирании транзистора.

Для более точного определения tф учитывают перезаряд емкости коллекторного перехода – при определении Iк(t) и tф вместо Ta используют постоянную Tоэ = Ta + (1 + B)•Cк•Rк. Индекс “оэ” указывает на принадлежность параметра Tоэ к схеме ОЭ.

Если отпирающий ток базы Iб < Iбн = Iкн/B, то Iк = B•Iб<Iкн. Транзистор остается после отпирания в активном режиме. Зависимость Iк(t) остается прежней, но формула для расчета tф неприменима (S<1). В этом случае tф определяют как время, в течении которого ток Iк изменяется в пределах 0.1· Iк = 0.1• B• Iб ÷ 0.9• Iк = 0.9• B• Iб

tф = Tоэ• ln(0.9/0.1) = 2.2• Tоэ

Для уменьшения длительности tф необходимо увеличивать отпирающий ток базы Iб.

На этапе накопления длительностью tн заряд в базе изменяется в пределах Qгр÷Qн (рис. 8а; 9).

Внешние параметры транзистора практически не изменяются, а этап накопления заканчивается через время

tн = (2 ÷ 3)Tн

Процесс запирания транзистора подразделяется на два этапа – рис. 8б, 9, 10:

1. рассасывание избыточного заряда в базе tp;

2. формирование фронта tф;

В течении интервала tp транзистор находится в режиме насыщения, а запирающий ток базы Iбр значительно превышает по модулю стационарное значение – Iко. Для определения tp воспользуемся результатом интегрирования уравнения заряда с учетом новых начальных условий:

dQ/(Ta• Iбр – Q) = dQ/(Qуст – Q) = dt/Ta

Iбр = (Uвх – Uбэ)/Rб

Начальное значение заряда при t = 0 пропорционально отпирающему току базы Iб:

Q(0) = Qн = Tн • Iб > Qгр

Теоретическое установившееся значение заряда, к которому стремится Q(t) равно Qуст = Tн• Iбр < 0

t = Tн•ln{[Qуст–Q(0)]/[Qуст – Q(t)]} = Tн• ln{[Qуст – Qн]/[Qуст – Q(t)]}

Q(t) = Qуст – [Qуст – Qн]•exp(t/Tн)

Интервал tp заканчивается в момент, когда Q(tp) = Qгр

tp = Tн• ln{[Qуст – Qн]/[Qуст – Qгр]} = Tн• ln[(Iбр – Iб)/(Iбр – Iкн/B)]

Если ключ управляется симметричным сигналом Uвх: Uвх⁺ = Uвх^, то отпирающий ток и ток рассасывания примерно равны по модулю:

Iб = SIбн = Iбр. Тогда последняя формула упрощается:

tp = Tн• ln[(2S/(S+1)]

Рис. 10. Переходные процессы при запирании транзистора

При S = 1 (насыщение отсутствует ) tp = 0, при S >> 1 tp = 0.69Tн. Если запирающее напряжение Uвх^ = 0, то Iбр = 0 и tp = Tн• ln[S].

Время рассасывания увеличивается с ростом степени насыщения.

После окончания этапа tp транзистор выходит в активный режим, формируется фронт импульса тока коллектора (рис. 8б, 9, 10). После интегрирования уравнения заряда с учетом новых граничных условий получим:

Qуст = Tоэ•Iбр < 0– теоретичесоке значение, к которому стремится Q(t) (рис. 9).

Q(0) = Qгр – начальный заряд в базе для этого этапа.

T = Tоэ• ln{[Qуст – Q(0)]/[Qуст – Q(t)]}

Q(t) = Qуст – [Qуст – Q(0)]• exp(t/Tоэ)

Интервал tф заканчивается в момент, когда Q(tф) = 0.

Tф = Tоэ• ln[(Iбр – Iбн)/Iбр]

Если за окончание tф считать время, за которое ток коллектора уменьшается до Iк(tф) = 0.1 Iкн, то Q(tф) = 0.1 Qгр

tф = Tоэ•ln[(Iбр – Iбн)/(Iбр – 0.1 Iбн)]

При симметричном управляющем сигнале Iб = SIбн = Iбр

tф = Tоэ•ln[(S + 1)/(S+0.1)]

При нулевом запирающем токе Uвх^ = 0, Iбр = 0

tф = Tоэ•ln[Iбн/0.1Iбн] = Tоэ•ln[10] = 2.3Tоэ

Для импульсных транзисторов, предназначенных для работы в ключевом режиме. Нормируются динамические параметры:

tp – время рассасывания – интервал времени между моментом подачи на базу запирающего импульса и моментом, когда напряжение на коллекторе достигнет заданного уровня при заданных токах коллектора и базы. Например, для транзистора KT315Ж tp < 250 нс при Iкн = 3мА, Iб = Iбр = 1мА.

Полное время (цикл) переключения транзисторного ключа можно определить:

Тпер = tвкл + tвыкл

tвкл = tз + tф

tвыкл = tp + tф

Максимальная частота коммутации ключа ограничена временем переключения транзистора:

f < 1/Tпер = 1/(tвкл + tвыкл)

Для уменьшения tвкл необходимо увеличивать отпирающий ток базы и, следовательно, степень насыщения. Это приводит к увеличению накопленного в базе избыточного заряда Qизб (рис. 8) и росту длительности tp и tвыкл.

На рис. 11 приведены зависимости нормированных длительностей этапов переходного процесса от коэффициента насыщения:

tф1 = tф/Tоэ = ln[S/(S – 1)] – нормированная длительность фронта при отпирании транзистора;

tp1 = tp/Tн = ln[S]  нормированное время рассасывания при запирающем напряжении Uвх^ = 0;

tp2 = tp/Tн = ln[2S/(S+1)  нормированное время рассасывания при симметричном Uвх.

Рис. 11. Влияние S на длительность переходных процессов.

Быстрое включение транзистора за счет большого отпирающего тока Iб приводит к накоплению избыточного заряда и задержке выключения. Это противоречие разрешают введением в цепь управления форсирующего (ускоряющего) конденсатора – рис. 12.

Конденсатор позволяет увеличить на короткое время отпирающий и запирающий токи базы, без увеличения степени насыщения. В момент поступления отпирающего импульса от генератора Eг⁺ формируется большой ток базы с амплитудой Iбм:

Iбм = (Eг⁺  Uбэн)/Rг >> Iбн

Резистор Rб ток не ограничивает, т.к. зашунтирован конденсатором. По мере заряда конденсатора ток базы уменьшается до величины:

Iб = (Eг+  Uбэн)/(Rг + Rб) > Iбн

Большой ток Iбм>>Iб позволяет уменьшить tз и tф без увеличения накопленного избыточного заряда в базе и роста tp. Кроме того, при поступлении запирающего импульса Eг^– благодаря шунтирующему действию конденсатора возрастает амплитуда запирающего тока Iбр и уменьшаются интервалы tp и tф. Входные сопротивления транзистора в открытом и закрытом состояниях отличаются на несколько порядков, поэтому конденсатор медленно перезаряжается при запирании транзистора и может не успеть разрядиться до поступления следующего отпирающего импульса.

Для того, чтобы конденсатор перезаряжался с одинаковой скоростью при подаче отпирающих и запирающих импульсов, эмиттерный переход шунтируют встречно включенным диодом, который отпирается отрицательным запирающим напряжением. Кроме того, при наличии диода потенциал на базе не опускается ниже Uбэ() = Uпр диода даже при значительным по модулю запирающем напряжении. Это ограничение сокращает время перезаряда входной емкости tз. Величину емкости выбирают из условия C = Тоэ/Rб.

Рис. 12. Ключ с форсирующим конденсатором.

Для увеличения быстродействия ключей применяют схемы с нелинейной обратной связью – с диодом Шоттки, включенным параллельно коллекторному переходу.

Рис. 13. Транзисторный ключ с диодом Шоттки.

В схеме с диодом Шоттки исключается глубокое насыщение, накопление значительного Qизб и практически отсутствует этап рассасывания заряда в базе. При отпирании транзистора потенциал коллектора опускается ниже потенциала база, диод отпирается и избыточный ток базы Iб изб =Iб−Iбн ответвляется через диод в коллектор.

Транзистор удерживается на границе насыщения без накопления избыточного заряда в базе. Применение диодов Шоттки обусловлено двумя факторами. Напряжение на открытом диоде должно быть меньше, чем на прямосмещенном коллекторном переходе, в противном случае он откроется позже, чем транзистор войдет в насыщение. Вторая причина применения диодов Шоттки – отсутствие в них процессов накопления и рассасывания неосновных зарядов и достигаемое поэтому максимальное быстродействие ключей. Остаточные параметры ненасыщенных ключей, особенно Uкэн, увеличиваются по сравнению с насыщенными ключами.

Быстродействующие логические интегральные микросхемы выполняют на транзисторах Шоттки (рис.13). Это биполярные транзисторы, при изготовлении которых в едином технологическом цикле параллельно переходам формируются диоды Шоттки.