4.1.5.2 Выбор резисторов[19], [2], [3]: :

Как видно из приведенной схемы (рис. 2) для схемы оконечного каскада нам нужно выбрать только 1 резистор (для автоматического смещения R₁, R₂).

В радиочастотных каскадах транзисторных радиопередатчиков в основном используются непроволочные постоянные резисторы общего применения. Наиболее широко используются резисторы типа МЛТ и им подобные благодаря малым габаритным размерам.

Воспользовавшись справочником [19], выберем резистор по расчетному сопротивлению R₁ = R₂ = 3,6 Ом и по рассеиваемой на нем мощности (зная сопротивление и ток, протекающий через него, можем найти мощность) Р_рас ≈ 0,1 Вт. В соответствии с рекомендациями из [2] и [3], выберем резистор типа МЛТ – неизолированный непроволочный постоянный резистор – с сопротивлением R = 3,6 Ом по ряду Е24.

Таблица 3

	Номинальная мощность, Вт	Номинальное сопротивление, Ом	Допустимые отклонения от номинала, %	Масса, г	ТКС, 1/С0	Предельное рабочее напряжение, В
R1 R2	0,125	3,6	± 5	0,15	± 500	200

В соответствии с проведенным расчетом и выбором радиодеталей изобразим принципиальную схему оконечного каскада передатчика. (рис. 4)

2. Электрический расчет генератора, управляемого напряжением с частотной модуляцией [2], [4]

4.2.1 Расчет принципиальной схемы гун с чм [2], [4]

Генератор, управляемый напряжением (ГУН) построим по обычной трехточечной схеме. В нашем передатчике в генераторе, управляемом напряжением будем осуществлять и частотную модуляцию. В качестве принципиальной схемы генератора, управляемого напряжением, с частотной модуляцией, возьмем стандартную схему, приведенную в [2], п.11.3.

Рис.5 Принципиальная схема ГУН с ЧМ

Исходные данные для расчета:

- f_раб = 463 – 467,5 МГц,

- максимальная девиация частоты: Δƒ_max = 5 кГц;

При разработке ГУН для нашего диапазона рабочих частот f_раб = 463 – 467,5 МГц подберем варикап VD1 (при помощи этого варикапа осуществляется перестройка частоты в рабочем диапазоне при подачи на него управляющего напряжения). При выборе варикапа будем руководствоваться следующим (из [2]). Диоды с высоким обратным напряжением е_{обр max} позволяют строить более мощные АГ, а добротность варикапа на рабочей частоте должна быть не хуже 30. Пользуясь таблицей 8.1 в [2], выберем варикап КВ113А. Он имеет более высокую добротность, е_{обр max} = 150 В.

Теперь перейдем непосредственно к расчету.

1. Определяем максимальное и минимальное значения емкости выбранного варикапа С_в1:

, (4.2.1.1)

, (4.2.1.2)

где С₀ – номинальная емкость варикапа при номинальном напряжении Е₀;

С₀ = 70 пФ,

Е₀ = 3 В – номинальное напряжение,

Е_φ = 0,7 – контактная разность потенциалов,

n = 0,5; 2,5 – показатель степени характеристики диода с резким и сверхрезким переходом. Примем n = 0,5, поскольку наш варикап с резким переходом.

Максимальное U_max и минимальное U_min управляющие напряжения целесообразно брать в пределах от 6…8 до 12…16 В с размахом между ними не менее 5…6 В из [2].

U_max = 14 В;

U_min = 7 В.

Рассчитаем:

= 48,5*10^-12 Ф= 48,5 пФ.

= 35*10^-12 Ф = 35 пФ.

Емкость варикапа на средней частоте = 465,24 МГц:

= 41,2 пФ.

2. Находим эквивалентную емкость С_св, включенную последовательно с варикапом VD1 в контур, из выражения:

. (4.2.1.3)

Вначале положим С₁ = 0 и рассчитываем С_св. Для этого решаем уравнение:

= 1,3*10^-12 Ф = 1,3 пФ.

Поскольку С_св < С_в1 (1,3 пФ < 41,2 пФ), то варикап позволяет получить большее перекрытие по частоте f_max/f_min, чем требуется. В этом случае целесообразно выбрать С_св ≈ С_В1 = 41,2 пФ, а параллельно варикапу подключить дополнительный конденсатор С₁, величину которого при выбранном С_св определим, решая заново уравнение (4.2.1.3):

,

,

Решим это квадратное уравнение:

1.Найдем дискриминант:

2.Найдем корни уравнения:

,

поскольку отрицательный корень нам не подходит, то С₁ = 11*10^-12 Ф=11 пФ.

2. Определим параметры контура. Эквивалентная емкость контура:

(4.2.1.4)

= = 23*10^-12 Ф =23 пФ.

Характеристическое сопротивление контура:

(4.2.1.5)

= = 14,9 Ом.

Эквивалентная добротность контура:

(4.2.1.6)

= 340.

Найдем индуктивность контура:

L₂= = 5*10^-9 Гн = 5 нГн.

Найдем длину полосковой линии, которую можно поставить последовательно контуру: = 0,16 м = 16 см. При такой длине ставить полосковую линию не имеет смысла. Поэтому поставим катушку индуктивности.

4. Выбираем транзистор по рабочей частоте f_раб = 463 – 467,5 МГц и допустимому уровню шума (–40 дБ):

Таблица сравнения транзисторов, пригодных для использования в проектируемом АГ [16], [1],

Исходные данные:

- высшая рабочая частота ступени: ƒ_max = 467,5 МГц.

- допустимая нестабильность частоты ε = 5*10^-6.

- полезная мощность автогенератора из [2] Р_АГ ≈ 10 мВт.

- допустимый уровень шума: –40 дБ.

Критерии выбора:

- большая крутизна;

- кремниевый транзистор – для использования в термостате или для узкого интервала температур, германиевый транзистор – для широкого интервала температур;

- мощность;

- допустимость использования в новых разработках.

№ тр.	Тип транзис- тора	Вид проводи- мости	Граничная частота, МГц	Номинальная мощность, мВт	ЕК ДОП, В
1	2Т355А	n-p-n	1500	50	10
2	КТ366В	n-p-n	1000	20	10
3	2Т368А	n-p-n	900	10	15

Заключение: Выбран транзистор 2Т368А. Он отличается от других рассмотренных следующими преимуществами:

1. Выбранный транзистор имеет мощность, достаточную для обеспечения требующейся от ступени полезной мощности, без дополнительных затрат.

2. Выбранный транзистор имеет большую крутизну.

3. Выбранный транзистор пригоден для использования в новых разработках. Транзистор предназначен для применения в составе гибридных интегральных микросхем.

Фиксируем параметры транзистора:

- средний коэффициент усиления по току: β = 50…200,

- С_к = 3,3 пФ,

- С_э = 3,5 пФ,

- f_т = 900 МГц,

- Е_Кmax = 15 В, (напряжение питания нашего транзистора выберем по ГОСТу равным 15 В, (максимальное значение для уменьшения потерт на коллекторе транзистора)),

- i_{K доп}= 45 мА,

- С_к.а. = С_к/2 = 1,65 пФ,

- τ_ос = r_БС_к.а. = 10 пс,

- S_ГР = 1,3 мА/В.

Вычисляем f_β = f_т/ β = 9 МГц,

f_α = f_т + f_β = 909 МГц,

r_Б = τ_ос/ С_к.а. = 6 Ом.

Находим по справочным данным из [2]: i_KМ = (0,2…0,4) i_{K доп} = 13,5 мА.

5.Для получения высокой стабильности генерируемой частоты угол отсечки Θ транзисторного АГ желательно выбирать так, чтобы токи и напряжения на переходах транзистора были близки по форме к синусоидальным. Однако при приближении Θ к 180⁰ снижается стабильность амплитуды колебаний вследствие того, что колебательная характеристика и прямая обратной связи пересекаются под очень острым углом. При уменьшении Θ ток обогащается гармониками, что вызывает понижение стабильности генерируемой частоты. Однако работа с Θ < 90⁰ позволяет обеспечить меньшее тепловое рассеяние на выходном электроде транзистора (более высокий КПД) и более высокое значение входного сопротивления транзистора, что способствует повышению стабильности частоты АГ. Но мягкое самовозбуждение удобнее в эксплуатации. Компромиссное решение, при котором в момент включения АГ начинает работать без отсечки (в режиме мягкого самовозбуждения) с последующим автоматическим переходом его в жесткий режим, предусматривает автоматическое изменение напряжения смещения по мере нарастания амплитуды колебаний АГ. При этом угол отсечки в установившемся режиме автоколебаний транзисторного АГ обычно выбирают равным (60…75)⁰ (из [2]).

6.Режим работы транзистора АГ выбираем недонапряженным (из [2]). При перенапряженном режиме увеличивается дестабилизирующее влияние на генерируемую частоту изменения питающего напряжения, из-за повышенного содержания высших гармоник в импульсах коллекторного тока малейшее изменение угла отсечки приводит к заметным относительным изменениям уровней высших гармоник. Кроме того, использование перенапряженного режима приводит к увеличению выходной проводимости транзистора, снижающей добротность колебательной системы АГ.

7.Выберем величину коэффициента обратной связи К_ос = 1 (из [2]) (при меньших К_ос в значительной степени проявляется нелинейность барьерной емкости, а при больших К_ос возрастает влияние входной проводимости транзистора).

8. Рассчитаем цепи питания автогенератора [2], [4]:

В начальный момент для выполнения условий самовозбуждения необходимо, чтобы крутизна характеристики i_K = f(U_БЭ) транзистора была достаточно большой. Это означает, что начальное смещение на базу транзистора должно быть больше напряжения отсечки. При возникновении автоколебаний по мере нарастания амплитуды колебаний для снижения средней крутизны необходимо, чтобы смещение Е_Б < Е^/_Б. Таким образом, в транзисторном АГ должно быть внешнее отпирающее смещение (за счет делителя R₁, R₂) и запирающее автоматическое смещение (за счет токов I_Б0 и I_К0).

• запишем амплитуду переменной составляющей коллекторного тока:

I_K~max = Р_АГ/Е_К = 0,66 мА. (4.2.1.7)

• отсюда найдем (для режима работы класса А):

I_К0 = I_K~max*1,25 = 0,825 мА. (4.2.1.8)

• найдем амплитуду постоянной составляющей тока базы:

I_Б0 = I_К0 / h_21Э = 0,825/ 30 = 0,0275 мА. (4.2.1.9)

h_21Э = 30 из справочника [16]

- рассчитаем сопротивления делителя смещения: выберем R₁, R₂ так, что:

R₁ < = 54545 Ом. (4.2.1.10)

Примем R₁ = 51 кОм.

(3…5) R₂ = R_1, (оценочное выражение).

Отсюда найдем: R₂ = R₁/(3…5) ≈13 кОм.

- найдем ток делителя смещения:

= 0,23 мА. (4.2.1.11)

- рассчитаем резистор, включенный в эмиттерную цепь транзистора, исходя из неравенства (для уменьшения влияния дестабилизирующих факторов на ток базы, и соответственно на смещение на базе транзистора):

R₁R₂/( R₁+ R₂) << (1+ β₀) R₃ (4.2.1.12)

10359 << 101 R₃

102,6 Ом << R₃

Выберем R₃ = 20 Ом.

- рассчитаем смещение на базе транзистора в стационарном режиме:

(4.2.1.13)

Здесь – внешнее отпирающее смещение,

– автоматическое смещение за счет базового тока

– автоматическое смещение постоянной составляющей эмиттерного тока.

Е_Б = 0,9 В.

9. По эквивалентному сопротивлению нагрузки транзистора R_Н находим коэффициент включения транзистора в схему:

= =0,063 (4.2.1.14)

Сопротивление емкости делителя:

= 0,063*14,9 = 0,94 Ом. (4.2.1.15)

Сопротивление емкости:

(4.2.1.16)

Эта величина должна быть больше 0.

= 7,4 Ом > 0. – условие выполняется, значит можно продолжить расчет.

Найдем величину емкости С₂: С₂ = 1/(2πƒХ_с2) = 46*10^-12 Ф = 46 пФ.

10.Напряжение радиочастоты на варикапе VD1 не должно превышать обратного смещения

U_VD1 [B] < U_min – 1 = 7–1 = 6 (B) (4.2.1.17)

Примем U_VD1 = 5 В.

Следовательно, напряжение радиочастоты на коллекторе транзистора U_K1< U_VD1x_СД/х_СВ1 = 5*0,94/8,3 = 0,57 В. (4.2.1.18)

U_K1 = 0,5 В.

11.Теперь произведем расчет частотного модулятора на варикапе VD2. Так как относительная девиация частоты очень мала, то следует обратить внимание на повышение уровня модулирующего напряжения. Варикап VD2 необходимо выбрать с резким переходом (n=0,5) (остальные критерии выбора такие же как при выборе варикапа VD1). Пользуясь таблицей 8.1 в [2], выберем варикап КВ110Б.

Определяем максимальное и минимальное значения емкости выбранного варикапа С_в2 (аналогично С_в1):

(4.2.1.19)

= 13,2*10^-12 Ф =13,2 пФ.

(4.2.1.20)

= 9,6*10^-12 Ф = 9,6 пФ.

= 11,3 пФ.

Целесообразно на VD2 в режиме молчания установить смещение Е_ВТ ≈ 6 В и уменьшать коэффициент включения VD2 в схему. Для этого подберем

С₃ < 0,2·С_В2 = 2,26 *10^-12

Выберем С₃ = 1,8 пФ.

Коэффициент включения варикапа в схему

k_Д = (4.2.1.21)

должен быть < 0,2 .

k_Д = = 0,14 < 0,2 – условие выполняется, т.е. варикап нам подходит,

где С_В2 – емкость варикапа VD2 в отсутствии модуляции.

Тогда амплитуда модулирующего напряжения на варикапе VD2:

(4.2.1.22)

= 0,21 В.

12.Определим остальные элементы каскада:

Для этого изобразим эквивалентную схему контура автогенератора (рис.6).

Рис.6 Эквивалентная схема контура АГ

На рисунке пунктирной линией обведена емкость делителя, сопротивление которой нам известно 0,94 Ом. Емкости С₃ , С_в2 и емкость перехода транзистора С_кб тоже известны. Кроме того, по выбранному коэффициенту обратной связи (п. 7) в АГ: К_ос = С₅/С₄ = 1. Отсюда С₄ = С₅. Зная все это, рассчитаем емкости С₄ и С_5.

Из рисунка 6:

( ) || || ( )

= 1/(2πƒС₃) = 190 Ом.

=1/(2πƒС_В2) = 30 Ом.

=1/(2πƒС_КБ) = 104 Ом.

Обозначим: = ( ) || = = 70,6 Ом.

.

Отсюда найдем:

+ = = = 0,95 Ом.

= 0,47 Ом. Тогда С₄ = 1/(2πƒХ_С4) = 730*10^-12 Ф = 730 пФ = С₅.

Индуктивность L₁ выберем такой, чтобы ее сопротивление было достаточно большим и не возникло обратной связи по переменному току: Х_L1 > (R₁+ R₂) = 64000 Ом. Х_L1 = 80 кОм. Отсюда L₁ = 27*10^-6 Гн = 27 мкГн.

Блокировочную емкость С₇ (служит для создания пути току высокой частоты) определим оценочно, исходя из того, что ее сопротивление должно быть много меньше сопротивления емкости контура (значение емкости должно быть много больше емкости контура): выберем оценочно: С₇ = 800 пФ.

Поскольку для расчета R₄ ,L₃, C₆ элементов нам необходимы данные об источнике сигнала, а именно выходное сопротивление источника модулирующего НЧ сигнала, то ограничимся перечнем их назначения:

C₆ - разделительная емкость,

R₄ L₃ – фильтр нижних частот (ФНЧ).