- •Вечерний электрорадиотехнический факультет
- •3.2Математическое представление сигналов.
- •3.3Аналоговые линии и каналы передачи информации
- •3.3.1Классификация кабелей связи
- •3.4Математические модели аналоговых линий и каналов связи.
- •3.4.1Искажения сигналов, вызванные ограниченностью ачх
- •3.4.2Искажения сигнала из-за нелинейности фчх
- •3.4.3Электрические параметры кабелей. Математическая модель кабельной цепи.
- •3.4.4Система многоканальной связи с частотным разделением каналов
- •3.4.5Системы многоканальной связи с временным уплотнением
- •3.5Каналы тональной частоты и их характеристики
- •3.6Математические модели дискретных каналов связи
- •3.6.1Модель двоичного симметричного канала
- •3.6.2Модель
- •3.6.3Модель на основе опп
- •4Помехоустойчивость передачи данных
- •4.1Общий принцип генерации сигналов – «данных»
- •4.2Восстановление вектора по сигналу
- •4.3Прием сигналов как задача теории решений
- •4.4Потенциальная помехоустойчивость
- •4.5Приемник на согласованных фильтрах
- •4.6Расчет вероятности ошибок при приеме дискретных сигналов
- •4.7Примеры помехоустойчивых систем сигналов
- •4.7.1Бинарные противоположные сигналы
- •4.7.2Бинарные ортогональные сигналы
- •4.7.4Биортогональные сигналы
- •4.7.5Сигналы с прямоугольной конфигурацией векторов
- •4.7.6Симплексные сигналы
- •5Помехоустойчивое кодирование
- •5.1Основные понятия теории кодирования
- •5.2Примеры корректирующих кодов
- •5.2.1Код с четным числом единиц
- •5.2.2Коды с постоянным весом
- •5.2.3Инверсный код с повторением
- •5.2.4Код Хэмминга
- •5.2.5Модифицированный код Хэмминга
- •5.3Классификация избыточных кодов
- •5.4Линейные коды
- •5.4.1Алгебраические основы теории кодирования
- •5.4.2Задание линейных кодов
- •5.4.3Свойства линейных кодов
- •5.4.4Декодирование линейных кодов. Алгоритм максимального правдоподобия.
- •5.4.5Синдромное декодирование
- •5.4.6Мажоритарный декодер.
- •5.5Циклические коды. Необходимое и достаточное условие цикличности.
- •5.6Способы задания и кодирование циклическими кодами
- •5.7Разложение двучленов примитивной длины на простые множители
- •6.6.1 Коды бчх. Выбор образующих многочленов.
- •5.8Разложение двучленов непримитивной длины на простые множители
- •5.9Основные теоремы об ошибках, обнаруживаемых циклическими кодами
- •5.10Способы декодирования с исправлением ошибок. Декодеры Меггита.
- •5.11Декодер Питерсона-Горенстейна-Цирлера
- •6Модемы
- •6.1Интеллектуальные возможности модемов
- •7Стандарт ат-команды
- •8Протоколы исправления ошибок arq.
- •8.1Формат кадра
- •9Схема построения сети Интернет
3.4.1Искажения сигналов, вызванные ограниченностью ачх
Влияние на форму сигнала ограниченности АЧХ рассмотрим на примере идеального низкочастотного фильтра. Пусть АЧХ ограничена частотой , а ФЧХ линейна. На вход подан единичный скачок u(t).
Определим реакцию на этот входной сигнал. Спектр u(t) нами получен ранее:
.
Спектр выходного сигнала для идеального низкочастотного фильтра будет:
Выходной сигнал, как функция времени, определяется обратным преобразованием Фурье.
Интеграл в элементарных функциях не выражается. Но он табулирован и называется интегральным синусом. График его приведен на рисунке (а).
Р
Реакция фильтра на единичный скачек (б) представлена на рисунке (в). Как видно из рисунка выходной сигнал запаздывает на время имеет колебательный характер на вершине, амплитуда его превышает на 9%; фронт имеет конечную крутизну, причем время нарастания, определенное как промежуток от наименьшего до наибольшего значения амплитуды сигнала, обратно пропорционально частоте среза. В литературе известны и другие определения времени нарастания, например, по пересечениям касательной с осью абсцисс и уровнем (тогда ) или от 0,1 до 0,9 установившиеся значения.
На рисунке мы видим и парадокс, нарушение принципа причинности. Система реагирует на входной сигнал еще до подачи его на вход (колебательность у основания скачка). Причина этого явления в том, что идеальный фильтр относится к числу физически нереализуемых, т.к. его АЧХ и ФЧХ выбраны произвольно и независимо друг от друга. Для реализуемых фильтров АЧХ и ФЧХ связаны друг с другом преобразованием Гильберта. К этому вопросу мы вернемся позже.
Из полученного результата легко найти реакцию фильтра на прямоугольный импульс длительностью . Его можно представить как разность двух скачков . Тогда будет суперпозицией двух интегральных синусов.
t
Очевидно, что при передаче данных по каналу с полосой длительность символа не может быть меньше чем . Следовательно, существует верхний предел (граница) скорости модуляции, называемый пределом Найквиста.
. Для телефонного канала, например,
3.4.2Искажения сигнала из-за нелинейности фчх
Влияние фазочастотных искажений рассмотрим для сигнала произвольной формы, но с ограниченным спектром [ ]. Коэффициент передачи фильтра будем считать равным , где - нелинейная функция. Пусть, например,
.
Такой функцией достаточно хорошо аппроксимируется ФЧХ четырехпроводного телефонного канала без фазовой коррекции.
Выходной сигнал находится как обратное преобразование Фурье от спектра выходного сигнала:
Воспользуемся представлением в виде ряда по бесселевым функциям для .
Тогда,
Если невелико, то , а и
.
Поскольку ранее мы ввели величину время нарастания , можно считать, что . Тогда .
Выходной сигнал получается суперпозицией трех сигналов: основного, опережающего эхо-сигнала и отстающего эхо-сигнала, изображенных на рисунке.
Форма эхо-сигналов совпадает с формой основного, а амплитуда определяется величиной - половиной максимального отклонения от линейности.
Итак, при фазовых искажениях колебательного вида переходный процесс перестает быть нечетно-симметричным относительно своей средней точки, удлиняется время переходного процесса. «Эхо-сигналы» являются помехой для соседних импульсов, т.е. имеет место межсимвольная интерференция.