2.4. Расчет входной цепи усилителя на мдп-транзисторах

По сравнению с биполярными полевые транзисторы типа МДП имеют ряд преимуществ. Прежде всего, следует указать на их повышенную температурную стабильность, ввиду того, что с увеличением температуры транзистора ток выходного электрода снижается, а не возрастает, как у биполярных транзисторов. Отсутствует ток управляющего электрода, обусловленный рекомбинацией носителей, поэтому нет постоянной составляющей тока затвора. Это значительно облегчает построение цепей смещения, дает возможность выполнять их маломощными, зачастую на основе высокоомных резистивных делителей (по типу резистивных делителей R1, R2, R3 и R4, R5, R6 на рис. 2.3, б). До более высоких частот крутизну МДП-транзистора при включении его с общим истоком можно считать постоянной, не зависящей от частоты.

Однако, как и биполярные, МДП-транзисторы – приборы низковольтные, поэтому увеличение мощности транзисторов может идти только за счет форсирования режима по току. Последнее обстоятельство приводит к тому, что мощные МДП-транзисторы за счет влияния индуктивности вывода истока частично теряют свои положительные качества в части чисто реактивного входного сопротивления и частотной независимости крутизны.

На рис. 2.7, а приведена упрощенная эквивалентная схема МДП-транзистора, в которую помимо индуктивностей выводов и междуэлектродных емкостей включен лишь источник тока I_г, управляемый напряжением на емкости C_зи. Здесь и далее индексы “с”, “з”, “и” относятся к электродам транзистора – стоку, затвору, истоку. Преобразовав эквивалентную схему таким образом, чтобы исключить внутренние обратные связи за счет элементов C_зс и L_и , но учесть в первом приближении их влияние, получим схему, изображенную на рис. 2.7, б. На этой схеме: L_вх = L_з + L_и, L_вых = L_с + L_и – индуктивности входной и выходной цепей; C_вх = C_зи + C_зс(1+K_U), C_вых = C_си + C_зс – входная и выходная емкости транзистора с учетом влияния тока, протекающего через проходную емкость C_зс; R_i = C_зи/SC_зс – выходное сопротивление транзистора, обусловленное обратной связью через емкость C_зс; S – крутизна характеристики i_с = f(u_зи); r_вх = k_нSL_и/C_зи – резистивная составляющая входного сопротивления, вызванная индуктивностью вывода истока; K_U – коэффициент усиления каскада по напряжению.

Принцип построения входной цепи усилителя определяется относительной величиной резистивной части входного сопротивленияr_вх, обусловленного индуктивностью истокового вывода. Постоянная времени r_вхC_вх определяет фактически граничную частоту транзистора по крутизне

_s = 1/ r_вх C_вх = 1/SL_и[1+(1+K_U)C_зс/C_зи]  1/SL_и .

Если эта частота меньше верхней частоты рабочего диапазона (_s < _в), то построение входной цепи усилителя аналогично таковому для биполярного транзистора с общим эмиттером, вплоть до включения последовательно в цепь затвора корректирующего конденсатора и параллельно входу балластной нагрузки по типу дополняющей цепи.

Если _s > _в, то входное сопротивление транзистора можно считать емкостным (о компенсации индуктивной составляющей сопротивления см. далее). Задача входной цепи при этом заключается в создании на емкостном входном сопротивлении транзистора постоянного в рабочем диапазоне частот напряжения, при условии, что входное сопротивление цепи должно быть резистивным и постоянным во всем диапазоне частот. Эта задача может быть решена различными методами [6], в частности использованием во входной цепи фазового контура, подобно схеме, приведенной на рис. 2.8. Если элементы фазового контура (в виде перекрытого Т-образного четырехполюсника) выбрать из соотношений:

R_бал = 2b₂/_вC_вх , C₀ = C_вхb₁/4b₂ ,

L = 2b₂²/_в² C_вх , M = L(1  b₁/b₂)/2 + L_вх,

Таблица 2.1

 , дБ	b1	b2
0,1	0,416	0,710
0,25	0,548	0,844
0,5	0,680	0,930
1,0	0,852	0,988

то неравномерность амплитудно-частотной характеристики усилителя не превысит заданного значения, а входное сопротивление будет резистивным и равным R_вх = R_бал. В выражении, определяющем взаимную индуктив-ность между частями катушки, учтена входная индуктивность транзистора. Такой прием позволяет отрицательной взаимной индуктивностью между частями катушки скомпенсировать конструктивные индуктивности входной цепи транзистора. Индуктивность каждой половины катушки должна быть равна L, а индуктивность всей катушки – L_общ = 2(L  M). Значения коэффициентов b₁ и b₂ при аппроксимации характеристик полиномом Чебышева с неравномерностью  приведены в табл. 2.1.

Расчет входной цепи каскадаможет проводиться в следующем порядке, при котором последовательно определяются:

1. Нагрузочный коэффициент, учитывающий снижение усиления за счет действия обратной связи через проходную емкость транзистора:

k_н = 1/(1 + R_к/R_i),

где R_к – сопротивление нагрузки транзистора (по первой гармонике); R_i = _iR_i – выходное сопротивление транзистора по первой гармонике, _i – коэффициент приведения внутреннего сопротивления (_i = 2 при угле отсечки  = 90),

2. Амплитуда напряжения на входе фазового контура, равного напряжению между затвором и истоком транзистора:

U_вх = I_к1/ k_н ₁S.

3. Коэффициент усиления каскада по напряжению

K_U = U_к/U_вх .

4. Входная емкость транзистора

C_вх = C_зи + C_зс(1+K_U).

5. Расчет входной согласующей цепи, например по типу фазового контура (рис. 2.8) по приведенным ранее соотношениям, с предварительным заданием неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи .

6. Мощность, необходимая для возбуждения каскада

P_вх = U_вх²/2R_вх .

Следует отметить, что практически вся эта мощность поглощается в сопротивлении нагрузки фазового контура, но это неизбежная плата за обеспечение резистивного характера входного сопротивления каскада во всем диапазоне рабочих частот

7. Коэффициент усиления каскада по мощности

K_P = P₁/P_вх.

8. Напряжение смещения определяется исходя из напряжения приведения (по характеристике i_с = f(u_зи)).

50