Курсачи / УГФРС / ОТ МАКСА / методичка для курсового по УГФРС / 300

U_вх = I_к1/ k_н ₁S.

3. Коэффициент усиления каскада по напряжению

K_U = U_к/U_вх .

4. Входная емкость транзистора

C_вх = C_зи + C_зс(1+K_U).

5. Расчет входной согласующей цепи, например по типу фазового контура (рис. 2.8) по приведенным ранее соотношениям, с предварительным заданием неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи .

6. Мощность, необходимая для возбуждения каскада

P_вх = U_вх²/2R_вх .

Следует отметить, что практически вся эта мощность поглощается в сопротивлении нагрузки фазового контура, но это неизбежная плата за обеспечение резистивного характера входного сопротивления каскада во всем диапазоне рабочих частот

7. Коэффициент усиления каскада по мощности

K_P = P₁/P_вх.

8. Напряжение смещения определяется исходя из напряжения приведения (по характеристике i_с = f(u_зи)).

3. РАСЧЕТ БЛОКА КОММУТИРУЕМЫХ ФИЛЬТРОВ

Отличие реальных характеристик транзисторов от кусочно-линейных и асимметричность плеч двухтактных схем приводят к тому, что в выход-ном сигнале каждой из базовых двухтактных схем, а значит, и на выходе передатчика появляются высшие гармоники, уровень которых может превысить допустимые значения. Так, для однополосных передатчиков средней мощности коротковолнового диапазона уровень любого побочного излучения не должен превышать  40 дБ. Поэтому в широкодиапазонных передатчиках, каскады которых не содержат резонансные фильтрующие цепи, между выходом устройства сложения мощностей отдельных двух-тактных схем и входом согласующего устройства включается блок коммутируемых фильтров.

Каждый из фильтров блока может быть выполнен либо в виде филь-тра нижних частот (ФНЧ), граничная частота которого меньше частоты вто-рой гармоники усиливаемого сигнала, либо в виде полосового фильтра, верхняя и нижняя граничные частоты которого удовлетворяют соотношению . Обычно , но уточняется в процессе расчета.

Так как транзистор в каждом из плеч двухтактной схемы работает в граничном либо слабоперенапряженном режиме, а большая часть рабочего диапазона частот лежит выше , транзистор, а следовательно, и весь оконечный каскад, можно рассматривать как генератор тока с выходным сопротивлением, сравнимым с сопротивлением нагрузки. Поэтому схема фильтра и номиналы его элементов должны соответствовать этому случаю. Кроме того, фильтр должен обеспечивать требуемое затухание на любой высшей гармонике и возможно меньшую неравномерность частотной характеристики в полосе пропускания.

Порядок расчета блока коммутируемых фильтров рассмотрим применительно к случаю использования ФНЧ, передаточная функция которого аппроксимируется полиномом Чебышева [5].

Расчет блока коммутируемых фильтров начинается с определения требуемого числа фильтров . С этой целью, задавшись коэффициентом перекрытия диапазона работы каждого из фильтров , определяется , где и - соответственно , нижняя и верхняя частоты рабочего диапазона передатчика. Полученный результат округ-ляется до ближайшего целого числа , и уточняется значение , одинаковое для всех фильтров. По уточненному значению определяются граничные частоты каждого из фильтров: . При этом . Далее следует электрический расчет каждого из фильтров, включающий в себя определение числа элементов в фильтре и их номиналы.

Электрическая схема i-го ФНЧ и его передаточная характеристика представлены на рис. 3.1, а и б.

На этом рисунке усилительный тракт передатчика совместно со схемой сложения мощностей заменен эквивалентным генератором тока с выходной проводимостью, равной 1/, а - входное сопротивление согласующего устройства.

Исходными данными для расчета каждого из фильтров блока помимо являются:

- требуемое подавление высших гармоник усиливаемого сигнала

, (3.1)

где и - уровни мощности высшей гармоники на входе и на выходе фильтра соответственно;

- неравномерность амплитудно-частотной характеристики фильтра в полосе пропускания , определяемая как отношение максимального отклонения мощности полезного сигнала на выходе фильтра к максимальному значению этой мощности;

- входное сопротивление согласующего устройства , обычно равное 50 или 75 Ом.

Поскольку, как отмечалось ранее, передаточная функция фильтра аппроксимируется полиномом Чебышева, достаточно выполнить соотношение (3.1) для второй гармоники усиливаемого сигнала при частоте первой гармоники ( см. рис. 3.1, б).

Д ля получения расчетных соотношений, справедливых для любого фильтра блока, целесообразно ввести нормализованную частоту и произвести нормировку элементов фильтра таким образом, чтобы нормированное сопротивление нагрузки фильтра приняло единичное значение. На рис. 3.1, б рядом с каждой из рассмотренных характерных частот указаны их нормализованные значения.

В соответствии со схемой рис. 3.1 передаточная функция рассмотренного фильтра является его сопротивлением передачи, т. е.

.

При синтезе подобных фильтров частотная характеристика передаточной функции аппроксимируется полиномом Чебышева в соответствии с соотношением

, (3.2)

где

(3.3)

– полином Чебышева -го порядка; – коэффициент неравномерности амплитудно-частотной характеристики; n – число элементов в фильтре.

На частоте в соответствии с требованием (3.1) передаточная функция должна удовлетворять условию , откуда с учетом (3.2) следует, что.

Зная требуемое значение полинома Чебышева и воспользовавшись соотношением (3.3), можно получить следующее приближенное равенство для определения числа элементов в фильтре :

.

Таким образом, для определения количества элементов в фильтре необходимо по известному значению подавления высших гармоник и требуемой неравномерности частотной характеристики коэффициента передачи найти значения и и, наконец, вычислить . Полученное значение округляется в большую сторону до ближайшего целого нечетного числа .

Оптимальное число элементов в фильтре составляет 3 или 5. Большее число элементов усложняет как саму схему фильтра, так и его реализацию и настройку. Поэтому, если расчетное значение >5, целесообразно уменьшить коэффициент перекрытия . Это уменьшит значения , увеличит и уменьшит . Далее по табл. 3.1 при известном отношении определяютcя величины элементов нормализованного фильтра и для найденных значений и . Если значения , приведенные в табл. 3.1, не соответствуют расчетному значению, следует воспользоваться строкой с ближайшими, но меньшими расчетных, значениями .

Основные этапы проектирования подобных блоков тождественны описанным ранее, но включают следующие изменения.

Переход от нормализованного прототипа к ФНЧ с частотой среза и сопротивлением нагрузки производится на основе соотношений

; . (3.4)

При значительной мощности радиопередатчика зачастую на выходные фильтры возлагается также задача подавления шумовых излучений и излучений на субгармонических составляющих, которые могут возникнуть при использовании в возбудителе передатчика синтезатора сетки дискретных частот. В этом случае блок коммутируемых фильтров строится на основе не ФНЧ, а полосовых фильтров.

Таблица 3.1

a, дБ	2	n	c1	l2	c3	l4	c5
–16,43	0,0233	3	1,0316	1,1474	1,0316	–	–
		5	1,1468	1,3712	1,9750	1,3712	1,1468
–12,52	0,0593	3	1,3034	1,1463	1,3034	–	–
		5	1,3824	1,3264	2,2091	1,3264	1,3824
–9,54	0,122	3	1,5963	1,0967	1,5963	–	–
		5	1,7058	1,2296	2,5408	1,2296	1,7058
–6,87	0,2589	3	2,0236	0,9941	2,0236	–	–
		5	2,1349	1,0911	3,0009	1,0911	2,1349
–4,33	0,5849	3	2,7107	0,8327	2,7107	–	–
		5	2,8310	0,8985	3,7827	0,8985	2,8310
–3.00	0,995	3	3,3487	0,7117	3,3487	–	–
		5	3,4813	0,7619	4,5375	0,7619	3,4813

При расчете числа фильтров в блоке необходимо учитывать конечную величину крутизны скатов их частотных характеристик. Поэтому для исключения провалов в результирующей амплитудно-частотной характеристике всего блока целесообразно значения верхней и нижней граничных частот каждого из фильтров определять из соотношений

, .

Синтез фильтра в этом случае также базируется на использовании нормализованного низкочастотного прототипа, однако нормализованная частота вводится с помощью соотношения

=/.

Далее, как и ранее, из табл. 3.1 определяются величины и нормализованного низкочастотного прототипа, а переход к ФНЧ с частотой среза, численно равной полосе пропускания расcчитываемого полосового фильтра, производится на основе соотношений (3.4) с заменой на .

Преобразование низкочастотного фильтра с параметрами и в полосовой фильтр (рис. 3.2) производится подключением параллельно емкостям в поперечных ветвях фильтра индуктивностей , а последовательно с индуктивностями в продольных ветвях – конденсаторов с емкостью , где – квадрат среднегеометрической частоты рабочего диапазона частот фильтра.

Конденсаторы фильтров являются стандартными элементами и выбираются по значению емкости, допуску, группе ТКЕ, рабочему напряжению и реактивной мощности.

В общем случае при определении реактивной мощности , проходящей через конденсатор, нужно учитывать все гармоники протекающего тока. Однако, поскольку базовые усилительные модули выполняются на основе двухтактных схем, а их транзисторы работают в классе В (все это приводит к снижению уровня высших гармоник), расчет реактивной мощности можно проводить только для первых гармоник.

Ток первой гармоники через емкость и напряжение на ней зависят от рабочей частоты и следует определить именно ту частоту, на которой реактивная мощность достигнет максимального значения. Однако с доста-точной для практики точностью можно считать, что для конденсаторов, расположенных в продольных ветвях, реактивная мощность может быть определена с помощью соотношения , где = (1,3...1,5) ; – амплитудное значение тока в нагрузке фильтра.

Аналогичным образом, для вычисления реактивной мощности, протекающей через конденсатор в поперечной ветви, можно воспользоваться соотношением

,

где = (1,3...1,5); – амплитудное значение напряжения на нагрузке.

В качестве конденсаторов фильтров радиопередающей аппаратуры обычно применяются керамические высоковольтные высокочастотные конденсаторы с минимальной индуктивностью выводов типа К-15У-1,

К-15У-2 и К-15У-3, основные параметры которых приведены в табл. 3.2.

Таблица 3.2

Номинальное напряжение ВЧ, кВ	Номинальная емкость, пФ	Допуск, %	Реактивная мощность, кВА
6,0	1,5	±20	5
6,0	2,2	±20	5
6,0	3,3	±20	5
3,5	4,7	±20	4
3,5	6,8	±20	6
3,5	10	±10; ±20	6
3,5	15	±10; ±20	4
3,5	18	±10; ±20	4
3,5	22	±10; ±20	4
3,5	27	±10; ±20	6
3,5	33	±10; ±20	4
3,5	39	±10; ±20	4
3,5	47	±10; ±20	4
3,5	56	±10; ±20	4
3,5	68	±10; ±20	4
4,0	82	±5; ±10	8
4,0	100	±5; ±10	8
4,0	120	±5; ±10	8
3,5	150	±10; ±20	6
4,0	180	±5; ±10	10
3,5	220	±10; ±20	8
4,0	270	±5; ±10	15
3,5	330	±10; ±20	8

Окончание табл. 3.2

Номинальное напряжение ВЧ, кВ	Номинальная емкость, пФ		Допуск, %			Реактивная мощность, кВА
4,0		470		±20	20
4,0		680		±20	25
4,0		1000		±20	30
4,0		1500		±20	40
4,0		2200		±20	50
4,0		3300		±20	60
4,0	4700		±20			70
4,0	6800		±20			80
4,0	10000		±20			90

Катушки индуктивностей фильтров относятся к нестандартным элементам радиоаппаратуры и изготавливаются индивидуально. Исходными параметрами для их конструктивного расчета являются полученное значение индуктивности, протекающий в них ток и максимальная рабочая частота.

Вне зависимости от вида используемых фильтров для получения требуемых частотных характеристик расчетные значения индуктивностей и емкостей должны быть реализованы с достаточной степенью точности.

56