Системы синхронизации по несущей и тактам при фазовой манипуляции Цифровые представления входных данных систем синхронизации

Как уже отмечалось, рассматриваем только цифровые варианты реализации САР. Таким устройствам всегда предшествуют АЦП, которые преобразуют входные радиосигналы в цифровую форму. Возможные варианты реализации АЦП радиосигналов проанализиро­ваны в 1.3. Там же были исследованы и варианты, позволяющие получить цифровые пред­ставления амплитуды и фазы радиосигналов А(t) и φ(t). Ниже будем полагать, что такие представления ОС на входе САР получены, так что при цифровой обработке радиосигналов используются наборы чисел А_к = А(t₀ + кТ_д) и φ_к = φ(t₀ + кТ_д) для любых целых к положи­тельных и отрицательных. Здесь t₀ — начальный сдвиг моментов отсчета по времени, а T_д — шаг дискретизации по времени.

В общем случае Т_д не связано непосредственно с первоначальной частотой дискрети­зации F₀, цифровое представление сигнала позволяет вычислить его значения в любые моменты времени и, в частности, получить значения A_k и φ_k для любых Т_л и t₀

Интервал T_Д выбирают так, чтобы в длительности элементарной посылки укладыва­лось целое число таких интервалов. Это число бывает небольшим: используют всего несколько замеров амплитуды и фазы за каждую посылку. Для того, чтобы такие отсчеты могли быть эффективно реапизованы при построении демодуляторов и САР приемников, величина t₀ должна выбираться так, чтобы момент взятия хотя бы одного отсчета за посылку соответствовал бы истинным тактовым точкам принимаемого сигнала. Таким образом, величина t₀ должна определяться работой системы тактовой синхронизации (СТС) приемника.

Тактовая синхронизация

Рассмотрение систем синхронизации по несущей и тактам в пределах общей главы опреде­ляется следующими обстоятельствами: во-первых, работа этих систем основана на анализе одного и того же ряда данных, прежде всего отсчетов φ_к. Во-вторых, как уже отмечалось выше, работа этих систем взаимосвязана; в общем случае СТС не может решить свою задачу, пока ССН не достигла режима слежения, и наоборот. В связи с этим режим поиска для обеих систем должен быть совместным. Наконец, обе системы синхронизации представляют со­бой различные реализации одной и той же САР — системы ФАП.

Рассматрим построение СТС и ССН применительно к приему фазоманипулированных m-ичных сигналов, причем номинальные значения фаз элементарных сигналов расположе­ны равномерно на интервале 2π с шагом q = 2π/т. Для приема таких сигналов используются системы синхронизации различной структуры. В задачи настоящего изложения не входит сколько-нибудь полная их классификация и описание. Ниже будет кратко представлен один типовой вариант построения ССН и СТС.

Начнем с описания принципов извлечения информации о положении тактовых точек из манипулированного радиосигнала.

Обозначим длительность элементарного сигнала через T_э и примем для определенности изложения, что по номиналу F₀ = 2/T_э, т.е. частота дискретизации выбрана так, чтобы полу­чать два отсчета амплитуды и фазы сигнала за посылку Отметим, что такой выбор частоты дискретизации требует, чтобы полоса частот вне которой спектр сигнала можно считать равным нулю, удовлетворяла условию Δf< 2B, где скорость манипуляции В =1/T_э

Важно подчеркнуть, что, поскольку моменты дискретизации в приемнике определяются местной тактовой последовательностью приемника (МТП ПРМ), а временные положения истинных тактовых точек принимаемого сигнала — аналогичной последовательностью пе­редатчика (МТП ПРД), то при разомкнутом кольце СТС всегда наблюдается большее или меньшее расхождение частот этих последовательностей, так что моменты взятия отсчетов постоянно сдвигаются относительно посылок принимаемого сигнала. Задача СТС и заключается в том, чтобы устранить это перемещение путем подстройки частоты МТП ПРМ под тактовую частоту принимаемого сигнала. Кроме того, фаза МТП ПРМ должна быть уста­новлена так, чтобы совместить моменты появления, например, четных отсчетов с началом посылок, а нечетных — с их серединами.

Рассмотрим истинные тактовые точки принимаемого полезного ФМ-сигнала. Те из них, в которых фактически передаваемые элементарные посылки не изменяется, не дают информации для работы СТС и, потому названы пассивными. Наоборот, те тактовые точки, где фактически происходит изменение передаваемой посылки, именуются активными. При прохождении ФМ-сигнала через любой полосовой фильтр появление активной такто­вой точки всегда приводит к падению амплитуды выходного сигнала фильтра, вызванно­му затуханием отклика фильтра на предыдущую посылки, при еще не установившемся от­клике на последующую. В частности, если в этой точке фаза радиосигнал за счет манипуля­ции изменяется на 180°, то амплитуда сигнала на выходе фильтра проходит через ноль (см. 6.2). Отсюда следует также, что именно в точках с минимальной амплитудой выходно­го сигнала фильтра наиболее круто изменяется его фаза. Поэтому именно такие моменты времени и должны рассматриваться как истинные тактовые точки сигнала на выходе фильт­ра. Наиболее надежные указания на временное положение тактовых точек могут быть полу­чены путем анализа закона изменения фазы сигнала на выходе фильтра, ибо провалы его амплитуды могут возникать и по причинам, не связанным со сменой передаваемого элемен­тарного сигнала.

Дискретизация усложняет извлечение из эталонного сигнала информации о временных положениях тактовых точек: в случаях, когда берется всего несколько отсчетов за посылку трудно непосредственно судить, например, о местоположениях моментов наиболее крутого изменения фазы и т.п. В рассматриваемом случае двух отсчетов за посылку, обработка дан­ных о фазе ср* для управления работой СТС сводится к следующему: последовательность точек отсчета рассматривается как чередование главных и вспомогательных точек. Напри­мер, в качестве главных выбирают отсчеты с четными номерами к = 2j. Далее, считается, что если модуль разность фаз между двумя последовательно расположенными главными

тактовыми точками a_j = | φ_2j-φ_2(j-1)| соизмерим с например, превосходит q/2, то на j-ом тактовом интервале имела место активная тактовая точка и относящиеся к данному интервалу данные должны использоваться СТС; в противном случае интервал считается пассивным и соответствующее значение а, СТС не учитывается.

Учет значений разностей фаз на интервалах, признанных активными, осуществляется следующим образом: рассматривается значение фазы сигнала во вспомогательной точке отсчета этого интервала к = 2j-1, и оно сравнивается с ее значениями в соответствующих главных точках: j-й и (j - 1)-й. Если более близким оказывается значение фазы в j-й точ­ке, то вырабатывается сигнал минус 1, а в противном случае — плюс 1. В идеале, когда главные отсчеты соответствуют моментам завершения переходного процесса в фильтре, вызванного сменой передаваемой посылки, фазы сигнала во вспомогательных точках от­счета должны лежать ровно посредине между фазами в ближайших к ним главным точкам отсчета. Поэтому появление сигнала плюс 1 означает необходимость сдвига МТП ПРМ в направлении ку-му главному отсчету. В противном случае сдвиг должен осуществлять­ся в противоположном направлении. Приведенный принцип выделения информации об ошибке тактовой синхронизации одновременно служит описанием принципа действия ре­лейного фазового дискриминатора для СТС. Именно такой дискриминатор и используется в рассматриваемой системе.

Сама СТС при таком дискриминаторе функционирует следующим образом: выбирается некий достаточно малый шаг коррекции фазы 5 «тс и на каждом признанном активным так­товом интервале фаза МТП ПРМ корректируется на эту величину в ту или иную сторону в соответствии с сигналом, поступающим с выхода дискриминатора. Значение шага коррек­ции определяет инерционность СТС, чем меньше 5, тем больше инерционность и тем мень­ше влияют на работу системы шумы и помехи. Типовое значение шага коррекции имеет по­рядок 0,01 я рад. Соответственно, длительность переходного процесса для такой СТС со­ставляет в среднем несколько сот тактов.

Изучаемая СТС реализует простейшую систему ФАП, в которой применен релейный дискриминатор и вообще не используется какое-либо специальное УУ. В такой системе ФАП, как отмечалось выше, должна существовать в установившемся режиме остаточная ошибки по фазе, пропорциональной начальной расстройке по частоте. Однако, как прави­ло, для СТС начальная расстройка по частоте следования МТП ПРМ весьма мала. Дейст­вительно, с учетом всех дестабилизирующих факторов, включая сдвиги частоты, вызван­ные эффектом Доплера, относительная начальная расстройка по частоте для СТС не пре­восходит 10_­­­^-4 . Вызванный такой расстройкой набег фазы за тактовый интервал не более 2π10^-4 рад, что во много раз меньше приведенного выше типового значения шага коррек­ции. Это означает, что указанная начальная частотная расстройка не влияет практически на работу СТС. Именно поэтому в качестве такой системы и может быть использованная про­стейшая схема ФАП.