Розанов учебник(ЭЭА) / GLAVA_7

дящего канала и низкое значение емкости затвористок CGS, что повышает быстродействие этих приборов.

Быстродействие БТИЗ определяется в значи- тельной мере тем, что они сочетают свойства биполярных и полевых транзисторов. В начале включения переходные процессы БТИЗ- и МОП-транзисторов сходны. На конечном интервале в переходном процессе БТИЗ начинают преобладать свойства биполярного транзистора. Это приводит к затягиванию спада напряжения коллектор-эмиттер, так как переход биполярного транзистора из активного режима в насыщенный происходит более медленно. При выключении характер переходного процесса вначале сходен с характером процесса в полевом транзисторе, а на конечном интервале – в биполярном из-за накопления избыточных зарядов в одной из областей его структуры.

Приведенные выше статические и динамические характеристики обусловливают области применения различных типов транзисторов в современных силовых электронных устройствах. Традиционно применялся биполярный транзистор, основной недостаток которого заключался в потреблении зна- чительного тока базы, что требовало мощного оконечного каскада управления (драйвера) и приводило к снижению КПД устройства в целом. Затем появились полевые транзисторы более быстродействующие и потребляющие небольшие мощности

из системы управления. Долгое время МОП-тран- зисторы изготовлялись на незначительные мощности и применялись только в информационной электронике. Сейчас МОП-транзисторы широко используются в силовых электронных устройствах. Основным недостатком МОП-транзисторов являются большие потери мощности от протекания прямого тока. Значение этих потерь определяется сопротивлением транзистора в проводящем состоянии Rdson. Последнее значительно возрастает с увели- чением максимального напряжения транзистора. Поэтому МОП-транзисторы обычно используют

âдиапазоне низких напряжений, ограниченном уровнем 500–600 Â.

Последнее время лидирующее положение в области применения занимают БТИЗ, сочетающие

âсебе достоинства биполярных и полевых транзисторов. В ближайшем будущем по прогнозам ведущих производителей полупроводниковых приборов БТИЗ практически полностью вытеснит другие типы приборов. Предельная мощность СИТ-тран- зисторов сравнительно невелика, поэтому несмотря на их достоинства широкого применения в силовой электронике они не нашли.

Конструктивно БТИЗ изготовляются как в металлических, так и в пластмассовых корпусах (рис. 7.38). Наиболее перспективным исполнением транзистора является корпус для поверхностного монтажа.

Главным условием надежной работы транзисторов является обеспечение соответствия ОБР транзисторов как статических, так и динамических вольт-амперных их характеристик, определяемых конкретными условиями работы (см. § 7.1).

ОБР силовых транзисторов. На рис. 7.39,à представлены ОБР биполярного транзистора при постоянном и импульсном токах различной длительности. Максимальное значение тока коллектора ICmax и соответствующий ему участок ÀÂ являются предельными значениями для постоянного тока. Участок ÂÑ соответствует ограничению на рассеиваемую мощность внутри прибора (см. § 7.1). Участок DE соответствует максимальному допустимому зна- чению напряжения коллектор-эмиттер UBR транзистора, превышение которого приводит к пробою структуры и выходу транзистора из строя. Ограни- чение на участке CD определяется явлением вторичного пробоя. Под вторичным пробоем понимают выход из строя под воздействием локальных перегревов отдельных областей структуры. Причи- ной таких перегревов является обычно технологи-

ческая неоднородность структуры. Следует отметить, что форсирование выключения транзисторов способствует возникновению пробоя и соответственно повышает крутизну участка CD [76]. В импульсных режимах работы границы ОБР расширяются. Это объясняется инерционностью тепловых процессов, вызывающих перегрев структуры транзисторов.

Ограничениями, определяющими ОБР полевых и, в частности, МОП-транзисторов, являются: максимальные допустимые значения тока стока IDmax и напряжения сток-исток UBR, а также допустимые значения рассеиваемой мощности, определяемые сопротивлением транзистора в открытом состоя-

íèè RDSon и напряжением сток-исток USD (íà ðèñ. 7.39,á участок BC). Так же как и для биполярных

транзисторов, границы ОБР для полевых транзисторов в импульсных режимах расширяются. Положительной особенностью ОБР полевых транзисторов является отсутствие ограничений, связанных со вторичным пробоем, который в этом классе транзисторов не возникает.

Для БТИЗ-транзисторов существуют ОБР как

для прямого UCEF, так и для обратного UCER напряжений (рис. 7.39,â). Для прямых напряжений ОБР

имеет сходства как с ОБР биполярного, так и с ОБР полевого транзисторов. Максимальное значение тока ICmax ограничивается условием перехода транзистора в активный режим с повышенным выделением мощности.

Защита транзисторов в динамических режимах работы. Динамические ВАХ транзисторов зависят от коммутируемой нагрузки (см. п. 7.1.3). Например, выключение активно-индуктивной нагрузки вызывает перенапряжения на ключевом элементе. Эти перенапряжения определяются ЭДС самоиндукции Ldi/dt, возникающей в индуктивной составляющей нагрузки при спадании тока ií äî íóëÿ. Íà

рис. 7.40 приведены типовые схемы, позволяющие исключить или ограничить перенапряжения при коммутации активно-индуктивной нагрузки. Элементы схемы, снижающие перенапряжения, могут рассматриваться как простейшие ЦФТП (см. п. 7.1.4).

В схеме на рис. 7.40,à при выключении транзисторного ключа S под воздействием ЭДС самоиндукции (UL = Ldi ⁄ dt) включается диод VD. В результате напряжение на ключе Us становится при допущении идеальности диода равным напряжению источника питания E. После выключения ключа S òîê ií будет замыкаться в цепи Rí − Lí – VD,

постепенно затухая до нуля с постоянной времени τ í = Lí ⁄ Rí. При этом энергия, накопленная в индуктивности Lí, будет рассеиваться в активной составляющей нагрузки Rí. Аналогичный принцип ограничения перенапряжения используется в схеме на рис. 7.40,á. Разница заключается в том, что включение стабилитрона VD в отличие от диода происходит при определенном напряжении UÑÒ, которое соответствует перенапряжению на транзисторном ключе S. В схеме на рис. 7.40,â при выключении ключа ток нагрузки переходит в конденсатор с емкостью Cs через диод VD, заряжая его до определенного напряжения. Пренебрегая поте-

рями энергии в резисторе Rí можно приближенно определить напряжение диода

Выражение (7.47) соответствует полному переходу энергии, накопленной в индуктивности

LíI 2í ⁄ 2, в емкостную энергию CsU 2Cs ⁄ 2. Ограниче- ние перенапряжения в схеме на рис. 7.40,ã происходит посредством введения дополнительной цепи с диодом VD, имеющей трансформаторную связь с нагрузкой. При выключении ключа S в обмотке наводится ЭДС, под воздействием которой вклю- чается диод VD и энергия, накопленная в индуктивности Lí начинает рекуперироваться в источник

питания. Перенапряжения и рекуперируемый ток определяются соотношением числа витков N1 è N2, а также коэффициентом магнитной связи между цепями нагрузки и рекуперации энергии.

При коммутации с повышенной частотой важно не только обеспечить соответствие динамической ВАХ и ОБР, но и уменьшить мощность, выделяемую в транзисторном ключе на интервале выклю- чения. Это дает возможность в целом уменьшить динамические потери в транзисторе. Для этого необходимо сформировать желаемую траекторию переключения посредством подключения к транзистору соответствующей ЦФТП (см. п.7.1.4). На рис. 7.41 представлена схема транзистора с ЦФТП для уменьшения потерь при выключении и времен-

ные диаграммы тока is, напряжения us и мгновенной мощности ps, выделяемой в транзисторе при разных значениях емкости Cs. Из диаграмм видно, что увеличение Cs ведет к затягиванию нарастания напряжения на конденсаторе и уменьшению выделяемой в транзисторе при выключении энергии

tâûêë

Ws = ∫ Ps dt. Накопленная в конденсаторе энергия

0

в данной схеме рассеивается в резисторе Rs при включении транзисторного ключа S. Сопротивле-

ние резистора Rs должно обеспечивать за время включенного состояния транзистора полный разряд конденсатора Cs. Обычно при проектировании минимизируют суммарную мощность, выделяемую в транзисторе и резисторе Rs. Для этого рассчитывают оптимальные значения Rs è Cs [75].

При включении транзистора возникают недопустимые для транзистора перегрузки по току, которые необходимо ограничивать в соответствии с ОБР. Высокие значения скорости нарастания тока в транзисторе diC ⁄ dt приводят к росту динами-

ческих потерь при периодическом включении транзистора. Для снижения значения diC ⁄ dt используют ЦФТП, состоящую из реактора Ls, соединенного последовательно с транзистором. Подобная ЦФТП может использоваться для ограничения токовых перегрузок при включении с емкостной нагрузкой и в схеме с обратным диодом VD (ðèñ. 7.42,à). Например, если к моменту очередного включения транзистора ток в нагрузке ií, а следовательно, и в диоде VD был отличен от нуля, то при отсутствии индуктивности Ls в транзисторном ключе S возникнет скачок тока при его включении. Это произойдет в результате выключения диода и перехода тока нагрузки ií в транзистор. При допущении идеальности диода VD этот процесс произойдет мгновенно в начале включения транзистора. На рис. 7.42,á,â,ã приведены диаграммы тока is, напряжения Us и мощности Ps при разных значениях Ls. Из диаграмм видно, что с ростом индуктивности Ls потери в транзисторном ключе S при включении уменьшаются. Однако при этом происходит увели- чение энергии, накапливаемой в индуктивности Ls. Для вывода этой энергии к моменту очередного выключения ЦФТП должна иметь дополнительные элементы. В частности, для этой цели можно использовать дополнительный резистор Rs è äèîä VDs. Так как обычно ключевой режим работы транзис-

торов связан с периодической его коммутацией, то используют схемы ЦФТП, формирующие необходимые траектории как при включении, так и выключении (рис. 7.43). Существует большое разнообразие схем ЦФТП для биполярных транзисторов.

В отличие от биполярных МОП-транзисторы не имеют ограничений в ОБР, связанных с вторичным пробоем. Кроме того, во включенном состоянии эти транзисторы характеризуются большими значе- ниями эквивалентного сопротивления Rs. Область безопасной работы МОП-транзисторов в импульсных режимах имеет прямоугольную форму, что облегчает задачу их защиты. При выключении ак- тивно-индуктивной нагрузки для вывода энергии, накопленной в индуктивном сопротивлении, используют те же способы, что и для биполярных транзисторов (см. рис. 7.40). Однако для снятия перенапряжений, обусловленных малыми значения-

ми паразитных” индуктивностей монтажа и в то же ” ⁄

время высокими значениями dií dt, используют RC-цепи, подключенные параллельно транзистору (рис. 7.44), которыми, как правило, и ограничи- ваются.

Для биполярных транзисторов с изолированным затвором рекомендуются такие же ЦФТП, как и для МОП-транзисторов [75].

диод во включенном состоянии представляется эквивалентным источником напряжения

∆ U = 2 Â.

4.Рассчитать динамические потери в транзисторе, включенном по схеме, представленной на рис. 7.40,à при следующих исходных данных: напря-

жение источника питания E = 60 Â, Rí = 10 Îì, Lí = 10 мкГн, время включения и выключения обратного диода VD равны нулю, время включе- ния и выключения транзистора равны 10 и 20 мкс

соответственно, частота переключений транзистора из одного состояния в другое fs = 1кГц, изменение тока транзистора при выключении и напряжения при включении считать линейным, потерями энергии в резисторе Rí на интервалах коммутации пренебречь.

5. Как изменятся динамические потери и их составляющие при включении и выключении, если в задаче п.4 параллельно транзистору VT подклю- чить конденсатор емкостью C = 0,01 ìêÔ?

Обычный тиристор является силовым электронным не полностью управляемым ключом. Поэтому иногда в технической литературе его называют однооперационным тиристором, который может сигналом управления переводиться только в проводящее состояние, т. е. включаться. Для его выклю- чения необходимо принимать специальные меры, обеспечивающие спадание прямого тока до нуля.

Тиристор имеет четырехслойную p-n-p-n-струк- туру с тремя выводами: анод (A), катод (C) и управляющий электрод (G) (рис. 7.45). Структуру тиристора можно представить в виде двух соединенных трехслойных структур: p-n-p è n-p-n, эквивалентных биполярным транзисторам. В этом случае анодный ток тиристора iA может быть выражен через обратные токи (тепловые токи коллекторных переходов) эквивалентных транзисторов VT1 è VT2

ãäå ICO1 è ICO2 – обратные токи коллекторных переходов транзисторов VT1 è VT2 соответственно; iG – ток управляющего электрода тиристора; α 1, α 2 –

коэффициенты передачи по току эквивалентных транзисторов в схеме с общей базой.

Из (7.48) видно, что при α 1 + α 2 = 1, òîê iA возрастает лавинообразно. Такой процесс, как видно из схемы на рис. 7.45,ã, возникает благодаря положительной обратной связи между током коллектора iC1 транзистора VT1 и током базы iB2 транзистора VT2. Кроме того, коэффициенты усиления α 1 è α 2 также существенно возрастают с токами эмиттеров эквивалентных транзисторов, что соответствует внутренней положительной обратной связи. Увеличение тока управления тиристора iG приводит к включению транзистора VT2 и, соответственно, к увеличению тока базы транзистора VT1 и его включению. Благодаря положительной обратной связи между этими эквивалентными транзисторами включение тиристора начинает лавинообразно развиваться до состояния, когда ток ограни- чен сопротивлением нагрузки.

Анализируя процессы в схеме с эквивалентными транзисторами, можно убедиться в том, что если произошло включение тиристора (протекает ток анода iA), то прекращение протекания тока управ-

ляющего электрода iG не приведет к выключению схемы. Это связано с наличием внутренней обратной связи. Если ток анода iA по каким-либо внешним причинам спадает до нуля и внутренние емкости эквивалентных транзисторов разряжаются, то схема не перейдет в проводящее состояние при приложении прямого напряжения анод-катод без подачи им-

пульса тока управления iG. Таким образом тиристор способен выдерживать как прямое так и обратное напряжение, не переходя в проводящее состояние. Тиристор проводит прямой ток при подаче на него прямого напряжения и импульса тока управления и выключается после спадания прямого тока до нуля и восстановления запирающей способности.

выдерживается тиристором без его включения, имеет максимальные значения при iG = 0. При увеличении тока iG прямое напряжение, выдерживаемое тиристором, снижается. Включенному состоянию тиристора соответствует ветвь II, выключенному – ветвь I, процессу включения – ветвь III. Удерживающий ток IÍ равен минимальному допустимому значению прямого тока iA, при котором тиристор остается в проводящем состоянии. В открытом состоянии тиристор также характеризуется значением прямого падения напряже-

íèÿ ∆ UAC min.

Зависимость тока утечки от обратного напряжения приведена на рис. 7.47,á (ветвь IV). При превышении обратным напряжением значения UBO начинается резкое возрастание обратного тока, связанное с пробоем тиристора. Характер пробоя

может соответствовать необратимому процессу или процессу лавинного пробоя стабилитрона.

Статические входные ВАХ, характеризующие параметры управления обычного тиристора, представлены на рис. 7.47,â. Семейство ВАХ расположено в области, ограниченной ее значениями при максимально 1 и минимально 2 допустимых рабо- чих температурах тиристора. Заштрихованная область ограничена минимальными значениями тока и напряжения цепи управления, гарантирующими включение тиристора. Существуют также ограни- чения на максимально допустимые значения тока

iG max, напряжения UGC max и мощности PG max. Ограничения мощности зависят от длительности

сигналов управления. Нагрузочная характеристика должна выбираться с учетом указанных ограниче- ний (например, прямая 3 íà ðèñ. 7.47,â).

импульс имеет идеально крутой фронт) до начала спада напряжения анод–катод тиристора uAC (t) на 10% начального значения. Нарастание тока тиристора iA(t) заканчивается в момент времени t = t2, когда напряжение uAC (t) спадет до 10% начального значения, а ток iA(t) достигнет 90% установившегося значения. На длительность переходного процесса значительное влияние оказывают характер нагрузки (активный, индуктивный и пр.), амплитуда и скорость нарастания импульса тока управления iG, температура, напряжение и ток нагрузки. В цепи, содержащей тиристор, не должно возникать недопустимых значений скорости нарастания прямого напряжения duAC (t) ⁄ dt, при которых может происходить несанкционированное включение тиристора при отсутствии сигнала управления и скорости нарастания тока diA ⁄ dt, которые указываются в паспортных данных конкретных типов тиристоров. В то же время крутизна сигнала управления должна быть высокой.

Процессы выключения тиристора и диода во многом подобны. На рис. 7.49 представлены временные диаграммы выключения тиристора под воздействием обратного напряжения uACR(t) и последу-

ющим приложением прямого напряжения uACF (t).

В начале прямой ток снижается с определенной параметрами коммутируемой цепи со скоростью diA ⁄ dt до нуля. Затем идет процесс обратного вос-

становления в течение времени tRR, когда протекает обратный ток восстановления iRR. Далее происходит рекомбинация избыточных носителей в течение времени tS. Время выключения tq = tRR + tS. Ïî èñ-

течении этого времени тиристор вновь способен выдерживать в закрытом состоянии прямое напряжение, нарастающее со скоростью duF ⁄ dt, íå ïðå-

вышающее допустимое значение. На время выклю- чения tq влияют температура, напряжение, ско-

рости спада прямого тока и нарастания прямого напряжения и др.

Среди способов выключения тиристоров принято различать естественное выключение (или естественную коммутацию) и принудительное (принудительную или искусственную коммутацию). Естественная коммутация происходит под воздействием переменного, обычно сетевого напряжения в момент спадания тока до нуля. Естественная коммутация широко используется в регуляторах переменного напряжения и выпрямителях. Способы принудительной коммутации весьма разнообразны. Наиболее характерные из них следующие: