Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:
Скачиваний:
66
Добавлен:
10.06.2015
Размер:
280.46 Кб
Скачать

à ë à â à â î ñ ü ì à ÿ

ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ И ОХЛАДИТЕЛИ СИЛОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ

Пассивными компонентами в электротехнических цепях называют трансформаторы, реакторы, конденсаторы, резисторы, варисторы и другие элементы, функционирование которых не связано с использованием дополнительных источников питания и не содержащих таковых внутри себя. Однако в современной литературе понятие пассивные компоненты” используется, чтобы подчеркнуть их отличие от силовых полупроводниковых приборов, которые непосредственно управляют потоком электроэнергии, и являются активными компонентами.

В главе кратко рассматриваются особенности применения основных пассивных компонентов силовых цепей электронных устройств. Эти компоненты присутствуют практически во всех силовых электронных устройствах, выполняя различные функции.

Трансформаторы согласовывают уровни напряжений и обеспечивают гальваническую развязку

цепей. Реакторы являются основными элементами фильтров, коммутирующих контуров и промежуточных накопителей электроэнергии. Конденсаторы используются в фильтрах переменного и постоянного токов, а также в промежуточных накопителях электрической энергии.

Общей характерной особенностью применения пассивных компонентов в силовых электронных устройствах является то, что они работают в условиях воздействия токов и напряжений несинусоидальной формы и повышенных частот. Эти обстоятельства необходимо учитывать при выборе или проектировании.

Кроме пассивных компонентов в данной главе также рассматриваются тепловые режимы работы силовых электронных ключей и их охладители (теплоотводы), которые являются конструктивными элементами, определяющими надежную работу силовых электронных ключей и их технико-экономи- ческую эффективность.

8.1. ВЛИЯНИЕ ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЫ И НЕСИНУСОИДАЛЬНОСТИ НАПРЯЖЕНИЯ НА РАБОТУ ТРАНСФОРМАТОРНО-РЕАКТОРНОГО ОБОРУДОВАНИЯ

Потери в магнитопроводе. Потери в магнитопроводе обусловлены различными физическими процессами и в общем случае могут быть определены как сумма потерь на гистерезис, от вихревых токов, магнитной вязкости и дополнительных потерь. Точный расчет отдельных составляющих в некоторых случаях оказывается более сложной задачей, чем расчет полных потерь с использованием экспериментальных данных, полученных при воздействии синусоидальным полем. Например, можно учитывать удельные потери P, Âò/ñì3 в магнитопроводе следующим образом [79]

 

=

 

f

α Bm β

=

P0 f

α

β

 

P

 

P0

 

 

 

 

 

 

 

B m ,

(8.1)

 

 

 

 

 

 

 

 

f

 

 

 

Bm

 

 

 

 

 

ãäå f – рабочая частота; f – базовая частота, равная 1000 Гц; B m – базовая индукция, равная 1 Тл; P0, α , β – экспериментальные коэффициенты.

Для материалов магнитопроводов коэффициент α > 1 и согласно (8.1) при увеличении рабочей частоты потери в магнитопроводе увеличиваются. В стальных магнитопроводах при повышенных частотах преобладают потери на вихревые токи, а в ферритах – потери на гистерезис. Это различие

в природе потерь может быть учтено разными значениями экспериментальных коэффициентов. В частности, для расчета потерь используют более простое и общее соотношение

P = Af 32B m2 ,

(8.2)

ãäå A – экспериментальный коэффициент, учитывающий различные факторы, а также характер потерь в зависимости от материала магнитопровода [80].

При воздействии периодических напряжений несинусоидальной формы потери в магнитопроводе увеличиваются по сравнению с потерями при воздействии синусоидального напряжения с частотой, равной основной частоте несинусоидального напряжения. Это обусловлено наличием высоко- частотных составляющих в частотном спектре несинусоидального напряжения.

Влияние высших гармоник на потери в магнитопроводе может быть учтено суммированием потерь, определенных для каждой гармонической составляющей отдельно, т. е.

n

 

P = Pn ,

(8.3)

1

 

ãäå Pn – мощность потерь n-й гармонической составляющей.

230

§ 8.1. Электромагнитные компоненты

Для определения значений Pn можно воспользоваться соотношением (8.2). При этом гармонические составляющие напряжения находятся из разложения несинусоидального напряжения в ряд Фурье. Для практических задач при оценке потерь достаточно ограничиться учетом нескольких наиболее явно выраженных высших гармоник.

Если воздействующее на трансформатор напряжение содержит постоянную составляющую, то происходит процесс его подмагничивания и смещения рабочих значений индукции в магнитопроводе. В качестве примера, поясняющего это явление, рассмотрим процессы в магнитопроводе при однополярном намагничивании. Такой режим работы характерен для импульсных трансформаторов. Для упрощения задачи будем считать, что период следования импульсов больше времени переходных процессов в импульсном трансформаторе, а его индуктивность рассеяния и активные сопротивления обмоток равны нулю. На рис. 8.1 изображен генератор импульсных напряжений который можно представить идеальным источником постоянного напряжения E с ключевым элементом S, обеспечивающим периодическое его подключение к первичной обмотке трансформатора T (ðèñ. 8.1,à). Очевидно, что выходное сопротивление импульсного генератора изменяется от 0 (ключ S замкнут) до ∞ (ключ S разомкнут). На рис. 8.1,á представлена временная диаграмма изменения напряжения на первичной обмотке U1. При замыкании ключа S начинается изменение индукции в магнитопроводе трансформатора. Во время замкнутого состояния ключа S к первичной обмотке с числом витков N1 будет приложено напряжение E, что эквивалентно воздействию импульса напряжения с амплитудой E и длительностью tè. Принимая допущения об отсутствии в трансформаторе потоков рассеяния, паразитных” емкостных связей и равенстве нулюактивных сопротивлений обмоток, эквивалентную схему замещения можно представить в упрощенном виде (рис. 8.2,à). Íà ðèñ. 8.2,á изображены диаграммы напряжения на вторичной обмотке приведенного к первичной U2′ и индукции магнитопровода, в переходном процессе при условии что в начальный момент времени сердечник был полностью размагничен.

В этой схеме трансформатор заменен нелинейным сопротивлением z и током намагничивания i , а нагрузка – приведенным к первичной обмотке сопротивлением Rí′ = Rí(N1 N2). Под воздействием напряжения E за время t = tè среднее значение индукции в магнитопроводе изменится на ∆ Bñð

Bñð =

Etè

,

(8.4)

N S

1 ì

 

 

Рис. 8.1. Импульсный трансформатор:

à – принципиальная схема; á – диаграмма напряжения на первичной обмотке

Рис. 8.2. Процессы намагничивания в импульсном трансформаторе:

à – схема замещения; á – диаграммы напряжения и индукции

231

Гл. 8. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов

ãäå Sì – сечение магнитопровода.

На рис. 8.3 диаграмма процесса изменения индукции под воздействием первого импульса напряжения соответствует перемещению кривой начального намагничивания из точки 0 в точку A1.

При размыкании ключа S, вызывающим отклю- чение источника напряжения E от трансформатора, начинается размагничивание магнитопровода. При этом ток намагничивания с учетом принятых допущений будет спадать до нуля в контуре, образованном сопротивлением Z и нагрузкой Rí. Полагая

длительность разомкнутого состояния ключа большей, чем время спадания тока i до нуля, можно считать, что до момента очередного замыкания ключа S индукция B изменится по кривой частич- ного цикла размагничивания из точки A1 в точку 01. Затем, начиная с момента очередного замыкания ключа S, снова начнется процесс намагничивания магнитопровода, но уже из точки 01. При неизменных E è tè величина ∆ Bñð остается постоянной (8.4). В результате периодического импульсного воздействия будет постоянно происходить смещение на- чального значения индукции из точки 0 до некоторого значения, соответствующего на рис. 8.3 точке 0ê. Дальнейшее действие импульсов будет вызывать перемагничивание магнитопровода по частному циклу из точки 0ê в точку Aê и обратно. В установившемся режиме

Bñð = Bàê B,

(8.5)

ãäå ∆ Bñð – индукция, определяемая из (8.4); Bàê , B– индукции в магнитопроводе в конце и начале очередного импульса соответственно.

При постоянных составляющих намагничивания токов, превышающих переменную составляющую, частичный цикл смещается вправо от оси ординат, что соответствует частному циклу перемагничивания на более пологом участке кривой намагничивания, т. е. с меньшими значениями магнитной проницаемости в динамическом режиме. В этой связи с ростом подмагничивания уменьшается эквивалентное усредненное значение динамической индуктивности намагничивания. Следует отметить, что процесс подмагничивания существенно зависит от параметров и режимов работы схемы, содержащей трансформатор или реактор. В частности, на первичную обмотку трансформатора можно подавать импульсы от источника импульсного напряжения, имеющего низкое внутреннее сопротивление как при наличии импульса, так и при его отсутствии. В этом случае переходный процесс намагничивания отличается от рассмотренного для схемы с ключом S. Процесс намагни-

Рис. 8.3. Диаграмма намагничивания импульсного трансформатора на кривой намагничивания

чивания также существенно изменится, если источ- ник импульсного напряжения будет иметь высокое внутреннее сопротивление и по своим свойствам приблизится к источнику импульсного тока.

Потери в обмотках. Напряжения и токи повышенной частоты, в том числе и обусловленные несинусоидальностью их форм, вызывают дополнительные потери мощности не только в магнитопроводах, но и в обмотках трансформаторов

èреакторов. Это объясняется поверхностным эффектом и явлениями вытеснения тока в проводниках под воздействием магнитных полей. В результате активное сопротивление проводника при пере-

менном токе становится больше сопротивления R0 при постоянном токе. Увеличение сопротивления переменному току в этих случаях является следствием уменьшения проводящей части площади се- чения проводника, т. е. уменьшением эффективного сечения. При поверхностном эффекте происходит вытеснение тока в радиальном направлении. Явление вытеснения тока также происходит от взаимодействия электромагнитных полей соседних проводников. В результате такого взаимодействия токи вытесняются в направлениях, зависящих от конструкции обмоток и их расположения на магнитопроводе. В общем случае такое вытеснение тока происходит как в радиальном, так

èосевом направлениях. Добавочные потери в обмотке при переменном токе учитывается коэффи-

циентом Käîá

R~ = KäîáR0 .

(8.6)

232

§ 8.2. Влияние формы и частоты напряжения на работу конденсатора

Рис. 8.4. Схема замещения трансформатора с учетом паразитных индуктивностей и емкостей

Значение коэффициента рассчитывают для каждой конкретной конструкции с учетом частоты воздействующего тока или напряжения.

При несинусоидальных формах тока или напряжения определяются добавочные потери каждой гармонической составляющей, определяемой из разложения в ряд Фурье. Эти потери могут быть учтены эквивалентным значением коэффициента

Käîá

n

(I 2nKäîán)

Käîá

=

1

 

,

(8.7)

I

2

 

 

 

 

ãäå Käîán – коэффициент, учитывающий потери на частоте n-й гармоники; I, In – действующие значе- ния полного тока и его гармонических составляющих соответственно.

С ростом частоты увеличивается влияние так называемых паразитных” параметров реакторнотрансформаторного оборудования – индуктивностей рассеяния, межвитковых и межобмоточных емкостей и др. Поэтому приходится усложнять схемы замещения трансформаторов и реакторов, используемые при проектировании. На рис. 8.4 представлена схема трансформатора на повышенной частоте, учитывающая влияние индуктивностей рассеяния первичной Ls1 и вторичной Ls2 обмоток, емкостную связь между обмотками C12 и входную и выходную емкости C1 è C2.

Очевидно, что с увеличением частоты входного напряжения будет происходить существенное искажение трансформируемого напряжения в зависимости от параметров схемы. Это, в свою очередь, оказывает отрицательное влияние на режимы работы силового электронного устройства и его энергетические показатели – КПД, удельный объем и др. В отдельных случаях паразитные” параметры могут рационально использоваться и тем самым

быть переведены в разряд функционально полезных. Например, индуктивность рассеяния может работать как токоограничивающий элемент на повышенных частотах при коротких замыканиях в цепи нагрузки.

Повышение рабочих частот осложняет задачу по обеспечению электромагнитной совместимости трансформаторов и реакторов с другими элементами схемы и конструкцию электронных устройств. Особенно затрудняется решение этой задачи для реакторов. В силовых электронных устройствах реакторы выполняют различные функции: фильтрации, накопления энергии, формирования тока коммутации для выключения тиристоров, компенсации реактивной мощности и др. Общим признаком большинства таких реакторов являются небольшие значения индуктивности, мало изменяющиеся в широком диапазоне токов намагничивания, т. е. индуктивность должна быть близка к линейной. Для выполнения этих требований магнитопроводы изготовляют с воздушными зазорами. Наличие немагнитного зазора приводит к существенному возрастанию потоков выпучивания. Электромагнитное поле, создаваемое этими потоками, индуцирует в монтаже схемы токи и напряжения, вызывающие нарушение нормального функционирования ее элементов. Влияние электромагнитных полей усиливается с ростом рабочих частот реакторов. Электромагнитное поле на повышенной частоте может вызывать не только сбои в работе элементов схемы, но и превышение допустимой температуры элементов металлических конструкций, попавших в зону влияния поля повышенной частоты. Такое превышение температуры возникает вследствие дополнительных потерь мощности, образующихся от вихревых токов, обусловленных воздействием переменного электромагнитного поля.

Для исключения этих нежелательных явлений следует уменьшать потоки выпучивания, сохраняя линейность индуктивности. Эта задача может решаться различными способами. В частности, можно использовать в качестве материала магнитопровода материалы с низким значением магнитной проницаемости в широком диапазоне значений напряженности магнитного поля. К таким материалам относятся альсиферы. При очень низких зна- чениях индуктивности реактора целесообразно использовать воздушные реакторы без магнитопроводов. Однако для снижения напряженности магнитного поля, создаваемого этими реакторами, следует использовать конструкции, максимально замыкающие магнитный поток непосредственно в реакторе. Рациональными являются тороидальные конструкции с равномерным распределением витков по всей окружности реактора.

233

Гл. 8. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов

Контрольные вопросы и задачи

1.В чем принципиальное различие между статическими и динамическими петлями гистерезиса, характеризующими материал магнитопровода? Кривая начального намагничивания магнитопровода аппроксимирована двумя линейными отрезками: начальным и другим, соответствующим насыщению. Угол между этими отрезками

равен 135°. Во сколько раз изменится относительная магнитная проницаемость магнитопровода при переходе на участок насыщения?

2.На вход импульсного трансформатора, нагружен-

ного на активную нагрузку Rí = 10 Ом поступает импульс с идеально крутым передним фронтом. Запишите уравнение для фронта выходного напряжения при следующих исходных данных: амплитуда импльса Um = 10 В; коэффициент

трансформации трансформатора Kòð = 1; эквивалентная индуктивность рассеяния первичной и вторичной обмоток Lsýêâ = 100 ìêÃí.

3.Как изменится индукция Bñð в магнитопроводе трансформатора при следующих исходных данных: на вход трансформатора поступает импульс

прямоугольной формы с амплитудой Um = 10 В и длительностью tè = 100 мкс; число витков первичной обмотки N1 = 100; сечение замкнутого магнитопровода S = 2 ñì2.

4.Используя соотношения (8.2) и (8.3), оцените увеличение потерь в магнитопроводе при замене в поступающем на вход трансформатора периодического переменного напряжения синусоидальной формы на напряжение прямоугольной формы, но с тем же значением амплитуды.

8.2. ВЛИЯНИЕ ФОРМЫ И ЧАСТОТЫ НАПРЯЖЕНИЯ НА РАБОТУ КОНДЕНСАТОРА

Конденсаторы переменного тока выполняют следующие основные функции в силовых электронных аппаратах:

компенсируют реактивную мощность на частоте основной гармоники переменного напряжения;

накапливают энергию для принудительной коммутации тиристоров;

формируют траектории переключения электронных ключей в составе ЦФТП;

фильтруют высшие гармоники тока и напряжения в силовых цепях переменного тока.

В компенсаторах и регуляторах реактивной мощности конденсаторы обычно работают при синусоидальных напряжениях на промышленной частоте. В этом случае их применение осуществляется в соответствии с общепринятыми правилами эксплуатации электротехнического силового оборудования. В то же время существуют схемы компенсаторов реактивной мощности, в которых периоди- ческая коммутация силовых ключей вызывает протекание высших гармоник тока. В таких схемах при расчете и выборе типов конденсаторов необходимо учитывать влияние высших гармоник тока.

Коммутирующие конденсаторы, как правило, работают в режимах быстрых перезарядов из одной полярности в другую в процессе коммутации тиристоров. Такие режимы работы приводят к воздействию на конденсатор импульсных токов с достаточно крутыми фронтами импульсов. Форма напряжения при этом приближается к трапецеидальной. На рис. 8.5 приведены диаграммы тока и напряжения при коммутации. Конденсаторы

в составе ЦФТП имеют меньшую емкость, чем коммутирующие, но обычно работают в диапазоне более высоких частот, соответствующих спектральному составу напряжений в процессах переключе- ния. При этом они имеют слабую зависимость основных параметров от частоты. В частности, их конструкция должна обеспечивать минимальное значение индуктивности, которая может оказывать отрицательное влияние на переходные процессы при выключении ключей.

В конденсаторах фильтров высших гармоник также протекают несинусоидальные токи, спектральный состав которых необходимо учитывать при выборе типа и параметров конденсаторов.

Несинусоидальные токи и напряжения приводят к росту потерь мощности в конденсаторе, а также изменению ряда важнейших параметров.

Рис. 8.5. Диаграммы тока и напряжения при коммутации конденсатора

234

§ 8.2. Влияние формы и частоты напряжения на работу конденсатора

Известно, что при синусоидальном напряжении потери в конденсаторе пропорциональны тангенсу угла потерь в диэлектрике (tg δ ). При этом в расче- тах часто принимают это значение неизменным, в то время как на него влияют различные условия эксплуатации и в значительной мере – частота приложенного напряжения. Зависимость tg δ от частоты необходимо учитывать при выборе конденсаторов, работающих при несинусоидальных напряжениях. Приводимые в технических условиях зависимости tg δ от частоты позволяют учесть дополнительные потери мощности при воздействии напряжений повышенной частоты. Типовые зависимости tg δ от частоты для конденсаторов неполярного типа показывают слабое изменение tg δ от частоты в диапазоне от 50 до 1000 Гц и значительное возрастание примерно в 10 раз при увеличении частоты от 1000 до 10 000 Гц. Изменение температуры в меньшей мере влияет на tg δ для таких типов конденсаторов. В целом же точная оценка потерь в конденсаторах на повышенных частотах даже при синусоидальном напряжении является достаточно сложной задачей.

Еще более сложной задачей является оценка потерь в конденсаторе при несинусоидальных токах и напряжениях. Среди известных методов следует выделить наиболее общий, но весьма приближенный, основанный на частотном анализе напряжения или тока. При расчетах этим методом потери мощности в конденсаторе от каждой гармоники приложенного к нему напряжения суммируются

n

 

 

Pc = Cω 1

nU n2tg δ n ,

(8.8)

n =

1

 

ãäå n – номер гармонической составляющей напряжения; ω 1 – угловая частота 1-й гармоники напряжения; Un – действующее значение напряжения n-й гармоники; tg δ n – тангенс угла потерь на частоте n-ой гармоники.

Используя методы гармонического анализа, например, преобразования Фурье, можно определить наиболее существенные гармоники в несинусоидальном напряжении и оценить по (8.8) потери мощности. Аналогичные методы можно применить при заданной форме несинусоидального тока конденсатора.

Увеличение потерь активной мощности приводит к необходимости снижать при повышении частоты допустимое действующее значение напряжения на конденсаторе. Увеличение действующих значений токов высших гармоник создает опасность выхода из строя контактных выводов и других элементов конструкции конденсатора, что также

приводит к необходимости снижения допустимых действующих значений напряжений на конденсаторе с ростом частоты. Типичная зависимость допустимого действующего значения напряжения синусоидальной формы на конденсаторе переменного тока приведена на рис. 8.6 [81].

В зависимости от частоты и формы напряжения при выборе требуемого типа конденсатора может преобладать тот или иной ограничивающий фактор. Например, при трапецеидальной форме напряжения конденсатора при низких частотах и малой длительности фронтов ограничивающим фактором является амплитудное значение импульсного тока, а при повышенных частотах синусоидального напряжения (свыше 1 кГц) – дополнительная мощность потерь. В качестве ограничивающего фактора при выборе конденсатора выступает также его кратковременная электрическая прочность, в соответствии с которой нормируются значения номинальных напряжений. Допустимое действующее значе- ние напряжения может также выбираться из условия ограничения мощности частичного разряда, исходя из ограничения максимальной температуры при постоянстве потерь.

Поскольку реактивная мощность конденсатора переменного тока непосредственно зависит от частоты, удельные показатели конденсаторов (отношение реактивной мощности к объему, массе или другому параметру) также являются функциями частоты. На рис. 8.7 приведены зависимости удельной реактивной мощности некоторых современных типов конденсаторов переменного тока от частоты. Из рисунка видно, что для конкретного типа конденсатора существует оптимальная частота приложенного напряжения, при которой его объем будет минимальным.

Электролитические конденсаторы являются основными элементами фильтров постоянного тока. В рабочем режиме конденсаторы находятся под постоянным воздействием как постоянной, так и переменной составляющих напряжения. Обычно в технических условиях на электролитические кон-

Рис. 8.6. Зависимость амплитуды допустимого напряжения конденсатора от частоты

235

Гл. 8. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов

денсаторы в качестве основных параметров кроме значений емкости указываются номинальное зна- чение постоянной составляющей и допустимое зна- чение переменной составляющей синусоидальной формы частотой f = 50 Гц. Однако при более высоких частотах следует учитывать и другие факторы, вызывающие уменьшение проводимости конденсатора как элемента в целом и, как следствие, снижение его фильтрующей способности [82]. Так, при синусоидальном токе фильтрующая способность определяется полным сопротивлением конденсатора Zc, которое соответствует схеме замещения, представленной на рис. 8.8,a, ãäå Cä – емкость, обусловленная диэлектриком; rä, rý – активные сопротивления, соответствующие потерям в диэлектрике и электролите; Lý – эквивалентная индуктивность секции и выводов. Согласно схеме замещения при частоте f

 

 

 

 

;

 

 

Zc = r S +

(1 ⁄ 2π fCý)

2

 

 

 

2

 

 

 

 

 

 

 

 

rS = rä

+ rý; Cý =

 

Cä

 

 

(8.9)

 

 

 

,

1 −

(f f0)

2

 

 

 

 

 

 

 

ãäå

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

f0

=

1

 

LýCä .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

При расчетах необходимо учитывать зависимости параметров схемы замещения от различных факторов. Значение Cä зависит от типа конденсатора, его параметров и частоты. Индуктивность Lý является стабильной величиной. Тангенс угла потерь

èдругие параметры имеют частотную, временную

èтемпературную зависимости. Кроме того, существуют технологические разбросы параметров, носящих обычно случайный характер. Учитывая влияние указанных факторов на проводимость конденсаторов, оценку и сопоставление их удельных показателей при повышенных частотах следует производить по так называемому эффективному значению емкости

Cýô = 1 (2π f Zc) .

(8.10)

Íà ðèñ. 8,8,á в качестве примера

приведена

зависимость относительного значения Z c от частоты конденсаторов К50-20 при температуре окружающей среды 25 °С. Штриховой линией показана частотная характеристика идеального конденсатора

(Lý = rS = 0).

Из приведенных зависимостей следует, что фильтрующая способность конденсаторов К50-20 начинает снижаться при частотах свыше 10 кГц, а при частотах более 20 кГц применение их становится нецелесообразным. При частотах выше ука-

Рис. 8.7. Зависимость удельной реактивной мощности конденсаторов от частоты

Рис. 8.8. Схемы замещения электролитического конденсатора на повышенной частоте (à) и зависимость относительного значения полного сопротивления от частоты конденсатора К50-20 (á)

занных следует использовать конденсаторы с органическим или керамическим диэлектриком.

Если форма переменной составляющей протекающего через конденсатор тока отлична от синусоиды, то эффективность фильтрации конденсатора также изменяется. Например, при больших значениях di dt составляющие переменного напряжения на выводах конденсатора, обусловленные индуктивностью Lý, возрастают и могут значительно превышать переменную составляющую напряжения собственно на емкости Cä.

При воздействии на конденсаторы пульсаций напряжения несинусоидальной формы их фильтрующие и нагрузочные способности изменяются от спектрального состава этих пульсаций. Поэтому на некоторые типы оксидно-электролитических конденсаторов кроме указанных выше частотных зави-

236

§ 8.2. Влияние формы и частоты напряжения на работу конденсатора

симостей в технических условиях иногда приводятся номограммы, позволяющие определить допустимую амплитуду напряжения конкретной несинусоидальной формы, например трапецеидальной, в функции частоты.

Для предварительных оценок на этапах проектирования электронной аппаратуры достаточно

учитывать основные, преобладающие гармоники в пульсации напряжения на конденсаторе, используя для расчетов принцип наложения. Полученные данные следует уточнять экспериментально, в частности, измеряя действующие значения токов (при помощи термоамперметров), а также температуру корпуса конденсатора и окружающей среды.

 

Контрольные вопросы и задачи

1. Как и почему влияет материал диэлектрика на

f1 = 400 Гц; активная составляющая в схеме

емкость конденсатора?

замещения rS = 0,1 Ом; емкостная составляющая

2. Определить полные и реактивные мощности ос-

в схеме замещения Ñä = 1 ìêÔ.

новной гармоники конденсатора при синусоидаль-

4. Как изменится эквивалентная емкость конден-

ной и прямоугольной форме напряжения при сле-

сатора с последовательной схемой замещения

дующих исходных данных: действующее значение

при изменении частоты синусоидального напря-

напряжения

UC = 220 В; частота напряжения

жения от 1 до 10 кГц при следующих параметрах

f = 50 Гц; емкость конденсатора C = 1 ìêÔ.

схемы

замещения: rS = 0,1 Îì; Lý = 5 ìêÃí;

3. Определить потери активной мощности в кон-

Cä = 1000 ìêÔ?

денсаторе,

используя последовательную схему

5. Как изменится коэффициент передачи LC-

замещения при следующих исходных данных:

фильтра

в цепи постоянного тока на частоте

переменное напряжение, приложенное к кон-

f = 1000 Гц, если под воздействием температуры

денсатору, имеет прямоугольную форму с ампли-

эквивалентная емкость конденсатора уменьшится

тудой Um = 100 В; частота основной гармоники

â 2 ðàçà?

8.3.ТЕПЛООТВОД В СИЛОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРАХ

8.3.1.ТЕПЛОВЫЕ РЕЖИМЫ РАБОТЫ СИЛОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ КЛЮЧЕЙ

При работе силовых полупроводниковых приборов – диодов, транзисторов, тиристоров и других в ключевых режимах в их внутренних структурах происходит выделение активной мощности, которая называется мощностью потерь в ключевом элементе. Общие потери в ключевом элементе при работе в периодическом импульсном режиме принято разделять на статические и динамические (см. п. 7.1.3.). Эти потери приводят к нагреву полупроводниковой структуры прибора. Превышение этой температуры сверх допустимого значения для данного прибора приводит к выходу его из строя. Поэтому надежная работа прибора определяется не только электрическими параметрами, но и температурой внутренней структуры. Для снижения этой температуры принимают меры как для снижения мощности потерь, в частности динамических, так и используют различные способы отвода тепла от прибора, т. е. его охлаждения. Обычно для этой цели используют металлические теплоотводящие радиаторы различной формы.

Рассмотрим тепловые режимы работы прибора, используя аналогию тепловых и электрических процессов на примере упрощенных схем замещения. В общем случае анализ тепловых процессов

является сложной полевой нелинейной задачей, решение которой требует использования специальных аналитических и вычислительных методов. В целях упрощения будем считать, что тепловые процессы в приборе аналогичны электрическим процессам, протекающим в линейной цепи со сосредоточенными параметрами. Тогда в установившемся тепловом режиме, полагая потери мощности в приборе постоянными и равными среднему зна- чению можно составить схему замещения (рис. 8.9), где мощность потерь Pï соответствует току, а зна- чения температуры в различных частях прибора Ti – потенциалам напряжения. По аналогии с законом Ома эти параметры связаны с сопротивлениями цепи Ri. В схеме замещения выбраны следующие тепловые сопротивления, как наиболее значимые:

Rj-c – тепловое сопротивление между полупроводниковым кристаллом и корпусом прибора [°C/Вт];

Rc-s – тепловое сопротивление между корпусом прибора и охладителем;

Rs-a – тепловое сопротивление между охладителем и окружающей средой.

Соответственно усредненная температура кристалла – Tj, корпуса прибора – Tc, охладителя – Ts

237

Гл. 8. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов

Рис. 8.9. Схема замещения теплопроводящей системы полупроводниковый кристалл – корпус прибора – охладитель

и окружающей среды – Ta. Следует отметить, что под окружающей средой понимается среда, в которой находится охладитель, а не аппарат. В частности, если аппарат конструктивно выполнен в виде металлического шкафа или блока, внутри которого расположены ключевые элементы с охладителем, то температура внутри шкафа может значительно превышать температуру внешней окружающей среды.

Согласно схеме на рис. 8.9 температуру кристалла прибора можно определить

Tj = Pï(Rjc + Rcs + Rsa) + Ta . (8.11)

Из (8.11) видны основные пути снижения усредненного значения температуры кристалла. Реально значения этой температуры будут различаться в структуре кристалла. Обычно наибольшие значе- ния имеют области p-n переходов. В зависимости от соотношений тепловых сопротивлений, значе- ний мощности потерь теми или иными составляющими в схеме замещения можно пренебречь или при необходимости дополнить ее другими элементами, например, учесть тепловое сопротивление между корпусом и средой, включив параллельно тепловым сопротивлениям Rc-s è Rs-a тепловое сопротивление корпус–среда Rc-a. Однако более строгий анализ распределения температур связан с решением задачи по определению теплового поля во всех компонентах не только ключевого элемента, но и аппарата в целом.

В импульсных режимах работы потери мощности в ключах также имеют импульсный характер. При высоких значениях скважности импульсов мощности на низких частотах температура кристалла приборов тоже начинает колебаться, значительно отличаясь от среднего значения. Эти явления возникают из-за инерционности процессов теплоотдачи. При определенных параметрах импульсов мгновенное значение температуры внутри прибора может превышать допустимые значения и привести

к выходу его из строя. Для оценки температурного режима в переходных процессах при импульсном выделении мощности потерь можно использовать следующую методику приближенного анализа [75].

На рис. 8.10 представлены диаграммы импульсов потерь мощности прямоугольной формы и соответствующего изменения температуры в кристалле прибора. Прямоугольная форма импульсов выбрана для упрощения решения задачи. В первом приближении изменение температуры внутри прибора может быть определено через переходное тепловое сопротивление Z(t)

Z(t) = Rjc( 1 − et ⁄ τ T ) ,

(8.12)

ãäå Rj-c – тепловое сопротивление между кристаллом и корпусом прибора в установившемся режиме; τ T – тепловая постоянная времени прибора.

Параметры Rj-c è τ T определяются из нормированных переходных характеристик теплового сопротивления для конкретного типа прибора (из справочников или экспериментальными методами). Изменение мгновенного значения температу-

ры внутри прибора можно найти

 

Tj = PïZ(t) .

(8.13)

В выражении (8.13) на n-ом интервале действия импульса Pï или при его отсутствии (Pï = 0) сопротивление Z(t) принимается постоянным и определяется из (8.12) подстановкой t = tn, т. е. длительности рассматриваемого интервала. В результате полу (изменения температуры внутри прибора

Tj(t) = Tj0 + P1(Z1 Z2) +

+ P3(Z3 Z4) + Pn(Zn Zn + 1) , (8.14)

где знак минус соответствует интервалам с нулевым значением выделяемой мощности.

Из (8.14) видно, что при принятых допущениях колебания температуры будут описываться линей-

238

§ 8.3. Теплоотвод в силовых электронных приборах

Рис. 8.10. Диаграммы импульсов мощности и изменения температуры в импульсных режимах

ными зависимостями изменения температуры при воздействии импульсных мощностей.

Обычно форма импульсов выделяемой мощности в полупроводниковых ключах отличается от прямоугольной. В этом случае может быть использована методика аппроксимации этих импульсов прямоугольными с тем же значением выделяемой энергии и пиковой мощности соответствующей длительности [75]. Такая замена соответствует наиболее тяжелому температурному режиму.

При частотах много выше чем постоянная времени теплового процесса пульсациями температуры внутри прибора можно пренебречь, так как они становятся незначительными.

8.3.2. ОХЛАЖДЕНИЕ СИЛОВЫХ ЭЛЕКТРОННЫХ КЛЮЧЕЙ

Отвод тепла осуществляется в общем случае тремя путями: теплопередачей, конвекцией и излу- чением. В схеме замещения на рис. 8.9 тепловые сопротивления Rjc è Rcs соответствуют процессам

теплопередачи от кристалла к корпусу прибора (Rjc) и от него к охладителю (Rcs). Сопротивление

Rjc определяется конструкцией прибора и не может изменяться в целях повышения эффективности охлаждения при его использовании.

Сопротивление Rcs является тепловым контактом между корпусом прибора и охладителем. Обыч- но корпус силового прибора (или часть его), как и охладитель выполнены из металла, являющегося хорошим проводником тепла. Поэтому тепловой контакт между ними будет в значительной мере определяться плотностью соприкосновения этих

металлов. Хороший тепловой контакт прежде всего обеспечивается устранением шероховатости контактируемых поверхностей и увеличением прижимного усилия, приложенного к ним. Обработка специальными смазками с высокой теплопроводимостью, например силиконовым вазелином, улучшает тепловой контакт контактирующих поверхностей. Проблема обеспечения низкого теплового сопротивления часто осложняется необходимостью одновременного создания хорошей электроизоляции между корпусом прибора и охладителем. С этой целью используются специальные материалы, обладающие как хорошей теплопроводностью, так и высокими электроизоляционными свойствами. Например, слюда, оксид алюминия, оксид бериллия и др. В табл.8.1 приведены значения контактных тепловых сопротивлений корпус–охладитель при нали-

Таблица 8.1. Значения контактных тепловых сопротивлений корпус–охладитель

Òèï

 

Тепловое сопротивление корпус–охладитель Rcs , °C/Âò

Тип изолирующей прокладки

 

 

корпуса

с силиконовой смазкой

без силиконовой смазки

 

 

 

 

 

 

 

 

Без изолирующей прокладки

0,1

0,3

ÒÎ-3

Тефлон

0,7-0,8

1,25-1,45

 

Слюда (50-100 мкм)

0,5-0,7

1,2-1,5

 

 

 

 

 

Без изолирующей прокладки

0,15-0,2

0,4-0,5

ÒÎ-66

Слюда (50-100 мкм)

0,6-0,8

1,5-2

 

Пластик (50-100 мкм)

0,6-0,8

1,2-1,4

 

 

 

 

ÒÎ-220ÀÂ

Без изолирующей прокладки

0,3-0,5

1,5-2

Слюда (50-100 мкм)

2-2,5

4-6

 

 

 

 

 

ÒÎ-3Ð(L)

Без изолирующей прокладки

0,1-0,2

0,4-1

Слюда (50-100 мкм)

0,5-0,7

1,2-1,5

 

 

 

 

 

239

Соседние файлы в папке Розанов учебник(ЭЭА)