РЭС ЗИ / Лекция №7 н

Лекция №7

Точки пересечения по интермодуляции 1Р2 и 1Р3. В настоящее время используются три подхода для определения параметров линейности радиоприемного тракта [2].

Метод 1. Измерение интермодуляционных составляющих (ИС) третьего или второго порядка в децибелах на микровольт (дБмкВ) или а децибелах на милливатт (дБм). Это уровень мешающих сигналов, действующих на вход приемника, которые вызывают на его выходе интермодуляционные составляющие, по уровню равные выходному сигналу, полученному при подаче на вход приемника сигнала на уровне чувствительности приемника.

Метод 2. Коэффициент интермодуляции (или динамический диапазон по интермодуляции), выраженный в децибелах. Например, если коэффициент интермодуляции не хуже, чем 70 дБ, это означает, что мешающие сигналы должны быть как минимум на 70 дБ выше полезного сигнала, чтобы создать выходные продукты с таким же уровнем.

Метод 3. Точки пересечения по интермодуляции третьего (1Р3) или второго порядка (IP2). IP - сокращение английских слов interception point — точка пересечения. Иногда для обозначения точки пересечения используют сокращение Т01 — third order intercept — пересечение, третьего порядка.

До начала 80-х годов прошлого века для описания интермодуляционных характеристик, как правило, использовалось понятие коэффициента интермодуляции или динамического диапазона по интермодуляции, однако в дальнейшем почти повсеместно перешли к использованию понятия точки пересечения. Этот параметр оказался более удобным ввиду своей универсальности, поскольку он однозначно характеризует как линейность, так и динамический диапазон приемника (усилителя или любой другой нелинейной цепи). Уровень точки пересечения является достаточно постоянной величиной для данного приемника, в отличие от уровня ИС, который зависит от уровня сигналов на входе [2].

Точка пересечения третьего порядка 1Р3 рассчитывается в предположении, что зависимость мощности ИС третьего порядка от мощности входных сигналов в приемнике точно подчиняется кубическому закону, т.е. при увеличении уровня входного мешающего сигнала на 1 дБ продукты интермодуляционных искажений третьего порядка возрастают на 3 дБ. Действительно, согласно выражению (5.45) интермодуляционный продукт третьего порядка имеет уровень 3b₃U₂²U₁/4. Если на вход приемника подаются две составляющие с одинаковыми амплитудами U₁ = U₂, то выходное значение интермодуляционного продукта будет пропорционально кубу амплитуды. В логарифмическом масштабе это означает, что выходной сигнал будет расти в три раза быстрее входного, зависимость будет иметь линейный характер с наклоном 3:1.

Точка пересечения второго порядка 1Р2 определяется в предположении, что зависимость мощности продуктов второго порядка от мощности входных сигналов в приемнике точно подчиняется квадратичному закону, т.е. при увеличении уровня входного сигнала на 1 дБ продукты интермодуляционных искажений второго порядка возрастают на 2 дБ.

Рис. 5.21. Точки пересечения третьего и второго порядков

Действительно, согласно выражению (5.45) интермодуляционный продукт второго порядка имеет уровень b₂U₁U₂. Если на вход приемника подаются две составляющие с одинаковыми амплитудами U₁=U₂, то выходное значение интермодуляционного продукта будет пропорционально квадрату амплитуды. В логарифмическом масштабе это означает, что мощность выходного сигнала будет расти в два раза быстрее мощности входного, зависимость будет иметь также линейный характер с наклоном 2:1.

В то же время рост полезного сигнала на выходе приемника должен подчиняться линейному закону, т.е. при увеличении мощности входного сигнала на 1 дБ мощность выходного сигнала должна вырасти на 1 дБ. В логарифмическом масштабе это означает, что мощность выходного сигнала будет расти с той же скоростью, как и мощность входного сигнала, зависимость имеет линейный характер с наклоном 1:1.

На рис. 5.21 изображены в логарифмическом масштабе зависимости мощности выходного сигнала от мощности входного сигнала для полезного сигнала (P1), интермодуляционных продуктов второго (Р2) и третьего порядков (Р3).

Мощность Р3 интермодуляционного продукта третьего порядка растет в три раза быстрее, чем мощность полезного сигнала Р1. Значит, эти зависимости должны иметь точку пересечения. Необходимо отметить, что на самом деле скорость роста этих зависимостей с увеличением мощности входного сигнала уменьшается. Значения не стремятся к бесконечности, поскольку реальная амплитудная характеристика тракта имеет вид кривой с насыщением, как показано на рис. 5.19. Однако при малых входных сигналах зависимости имеют практически линейный характер. Если их экстраполировать прямыми линиями, то они пересекутся в точке IР3.

Аналогично, мощность интермодуляционного продукта второго порядка Р2 растет в два быстрее, чем мощность полезного сигнала Р1, соответственно точкой пересечения по интермодуляции второго порядка IР2 называется гипотетическая точка пересечения прямых Р1 и Р2,

В спецификациях приемников значения точек пересечения третьего и второго порядка определяют обычно по входу мощностью входного сигнала, выраженной в децибелах по отношению к милливатту (дБм).

Использование точек пересечения IР2 и IР3 является удобным инженерным приемом, позволяющим количественно оценить линейность приемного тракта, определить разность (в децибелах) между полезным сигналом и уровнем интермодуляционных составляющих. Например, пусть IР3 = 12дБм. На сколько уровень полезного сигнала будет превышать уровень интермодуляционных составляющих при мощности входного сигнала Рвх = —10 дБм? Входной сигнал меньше IР3 по входу на IР3 - Рвх = 12 - (-10) = 22 дБм.

В общем случае превышение полезным сигналом интермодуляционных составляющих третьего порядка можно определить по формуле

(5.48)

Для полезного сигнала и интермодуляционных составляющих второго порядка

(5.49)

Для полезного сигнала и интермодуляционных составляющих n-го порядка

(5.50)

Кроме того, зная точки пересечения, можно оценить динамический диапазон приемника, свободный от интермодуляции.

Определение динамического диапазона, свободного от интермодуляции. Обычно полный динамический диапазон приемника определяется по формуле (5.39) как отношение самого сильного к самому слабому сигналу, принимаемому приемником. В качестве нижнего предела обычно принимается уровень предельной чувствительности Рс.пр, определяемой формулой (5.20), а верхний предел связан с характеристиками приемника, характеризующими его нелинейность, например, уровнем блокирования или точкой компрессии на 1 дБ (P1 дБ на рис. 5.21). Точка компрессии является абсолютной границей линейной части амплитудной характеристики и обычно меньше IР3 на 10...20 дБ [110].

Большое практическое значение имеет еще одна характеристика приемника — динамический диапазон по интермодуляции. Он показывает, в каком диапазоне значений входных сигналов приемник может работать без интермодуляционных искажений.

Обратимся к графику на 5.22. Динамический диапазон по интермодуляции третьего порядка D₃, можно найти, вычислив длину вертикального отрезка ВС. Начало отрезка — точка В — это пересечение прямой Р3 с уровнем предельной чувствительности или собственных шумов Рс.пр. Точка С находится на прямой Р1. Поскольку прямая Р1 имеет наклон 1:1, то треугольник ABC будет равнобедренным. Поэтому динамический диапазон D3 можно найти как длину горизонтального отрезка АВ от точки пересечения прямой Р1 с прямой Рс.пр до точки пересечения прямой Р3 с прямой Рс.пр.

Рис. 5.22. Динамический диапазон по интермодуляции 3-го порядка

Как отмечалось ранее, прямая Р3 имеет наклон 3:1, поэтому отрезок BD будет в три раза меньше отрезка AD. В то же время отрезок AD равен отрезку DIР3. Следовательно, динамический диапазон по интермодуляции третьего порядка

(5.51)

Аналогично рассуждая, получим выражение для динамического диапазона по интермодуляции второго порядка:

(5.52)

В общем случае динамический диапазон Dn по интермодуляции п-го порядка

(5.53)

где IРn — точка пересечения по интермодуляции п-го порядка.

Напомним, что предельная чувствительность приемника определяется по формуле (5.20).

Влияние аттенюатора на величину интермодуляции. Возникает вопрос, влияет ли аттенюатор на входе приемника на величину интермодуляционных составляющих? Уменьшая напряжение аттенюатором на входе приемника, например, на 1 дБ, мы уменьшаем полезный сигнал P1 на выходе также на 1 дБ, но при этом интермодуляционные продукты второго порядка Р2 уменьшаются на 2 дБ, а третьего порядка Р3 — на 3 дБ, как показано на рис. 5.23 и 5.24. Этим свойством можно пользоваться для выяснения порядка интермодуляционных составляющих.

Рис. 5.23. Влияние аттенюатора 1 дБ на Рис. 5.24.Изменение уровня интермоду-

интермодуляцию 2-го порядка. ляционных составляющих 3-го порядка

при включении аттенюатора 1 дБ.

В общем случае при включении аттенюатора с коэффициентом передачи G1 = —А дБ уровень интермодуляционных составляющих n-го порядка будет уменьшаться на nA дБ. При этом значения точек пересечения по входу также вырастут на величину А, поскольку все прямые на рис. 5.21 параллельно сместятся вправо на величину А

Может показаться, что поскольку при включении аттенюатора точка пересечения сдвигается вправо на величину А, то возрастает и линейность приемника. На самом деле это не так, поскольку при этом на эту же величину А ухудшается предельная чувствительность приемника.

Методика определения точек пересечения. Существует множество методик определения точек пересечения [2]. В большинстве своем они основаны на измерении динамического диапазона по интермодуляции Dn.

В одном из методов определения интермодуляционных искажений третьего порядка на вход подаются два сигнала, как показано на рис. 5.25, один из входных сигналов отстраивается от центральной частоты канала на 20 кГц, а другой — на 40 кГц. Тачка пересечения третьего порядка IР3 рассчитывается, полагая, что зависимость уровней ИС третьего порядка от уровней входных сигналов в приемнике точно подчиняется кубическому закону, т.е. при увеличении уровня мешающего сигнала на 1 дБ продукты интермодуляционных искажений третьего порядка возрастают на 3 дБ, а разность — на 2 дБ.

В общем случае для расчета точек пересечения по входу произвольных порядков могут использоваться следующие формулы, полученные из выражений (5.48)-(5.50):

(5.54)

(5.55),

(5.56)

где Δ₃, Δ₂, Δ_n — разности, выраженные в децибелах, между мощностью полезного сигнала и интермодуляционных составляющих 3-го, 2-го и п-го порядков соответственно; Рвх — мощность входного сигнала.

Рис. 5.25. Структурная схема измерений для определения точки пересечения по интермодуляции

Эффект блокирования. Блокирование (компрессия) полезного сигнала проявляется в уменьшении его коэффициента усиления во входном тракте приемника или в изменении отношения сигнал-шум при действии мешающего сигнала, частота которого находится вне основного канала приема. Блокирование возникает в активных элементах ВЧ тракта (УВЧ и преобразователей) из-за нелинейного закона изменения коэффициента передачи полезного сигнала одновременно с мешающим сигналом (рис. 5.26),

Блокирование полезного сигнала возникает в том или ином каскаде приемника, если амплитудная функция передачи сигнала имеет характер насыщения, при котором приращение выходного сигнала как бы отстает относительно приращения входного сигнала в широком интервале изменения.

Блокирование не возникает, если амплитудная функция передачи сигнала имеет линейный характер в широком интервале изменений входного сигнала.

Канал, в котором действует блокирующий мешающий сигнал, является внеполосным; номинальная частота такого сигнала может принимать различные значения в пределах некоторой полосы частот, зависящей от уровня мешающего сигнала и избирательности контуров ВЧ тракта до входа смесителя. При достаточно больших расстройках Δfр мешающего сигнала относительно частоты настройки приемника этот сигнал ослабляется резонансными контурами ВЧ тракта.

Чтобы характеризовать свойство приемника принимать полезный сигнал в присутствии сильного мешающего сигнала до порога блокирования, используют понятие динамического диапазона по блокированию (в децибелах):

(5.57)

где (Uп.доп)бл - максимально допустимое напряжение мешающего сигнала соответствующее порогу блокирования; Uc.min — минимальное напряжение полезного сигнала, соответствующее чувствительности приемника.

Рис. 5.26. К пояснению процесса блокирования полезного сигнала в приемнике.

Перекрестные искажения — это изменение структуры спектра полезного сигнала при одновременном воздействии на приемник модулированного мешающего сигнала, частота которого не совпадает с частотами основного и побочных каналов приема. Процесс возникновения таких искажений определяется нелинейным изменением амплитудной функции передачи сигнала в активных элементах ВЧ тракта. Понятие «перекрестные искажения» относится к полезному сигналу с AM, когда в его структуре возникают составляющие модуляции мешающего сигнала с AM (рис. 5.27).

В этом случае нелинейный элемент ВЧ тракта, так же как и при блокировании в УВЧ, может быть представлен моделью в виде степенного многочлена с той разницей, что входной сигнал задается суммой двух сигналов с AM.

В целях упрощения анализа можно так же, как и при блокировании, ограничиться многочленом третьей степени. После соответствующих преобразований можно определить коэффициент перекрестных искажений, представляющий собой отношение уровня спектральных составляющих в структуре полезного сигнала, возникших в результате перекрестных искажений, к уровню полезного сигнала на выходе приемника. Чтобы характеризовать свойство приемника принимать полезный сигнал в присутствии сильного мешающего сигнала до порога перекрестных искажений, используют понятие динамического диапазона по перекрестным искажениям.

Как отмечалось, понятие «перекрестные искажения» часто относят к влиянию мешающего сигнала на полезный сигнал с AM. Однако оно может пониматься шире. Перекрестные искажения могут проявляться и в виде изменений (искажений) фазы полезного сигнала, т.е. в виде помехи в системах фазовой (в общем случае угловой) модуляции. В этом случае целесообразен термин «фазовые перекрестные искажения».

Рис. 2.27. К пояснению процесса перекрестных искажений

Фазовые перекрестные искажения несущественны для систем с AM. Они проявляются в виде помех в системах, где полезная информация заключена в фазовой структуре принимаемого сигнала,

Фазовые шумы и скорость перестройки панорамного РПУ.

Синтезаторы частоты (СЧ) применяются в приемных устройствах для изменения частоты настройки. В общем случае СЧ формирует множество дискретных частот путем когерентного преобразования частоты одного опорного (обычно кварцевого) генератора. Долговременная относительная стабильность любой частоты на выходе такого когерентного синтезатора равна долговременной стабильности частоты опорного генератора,

Основными характеристиками синтезаторов являются: стабильность частоты выходного сигнала, диапазон рабочих частот, дискретность перестройки частоты или фазы выходного сигнала, вид выходного сигнала, уровень побочных дискретных составляющих, уровень фазовых шумов и время переключения.

Диапазон рабочих частот определяется диапазоном рабочих частот РПУ. Если СЧ используется в качестве первого гетеродина, то его частота должна отличаться от входной частоты приемника на величину промежуточной частоты. Вместо диапазона частот применяют коэффициент перекрытия диапазона рабочих частот, равный отношению наибольшей частоты диапазона рабочих частот к наименьшей частоте этого же диапазона.

Дискретность перестройки частоты (шаг сетки частот) определяется назначением синтезатора. При бесподстроечной связи и при отслеживании скачков частоты шаг сетки частот синтезатора, используемого в качестве гетеродина, определяется шагом сетки частот передатчика (от сотен герц до десятков мегагерц). При программной компенсации доплеровского сдвига и при использовании СЧ в качестве следящей (по фазе или времени) системы требуемый шаг сетки частот может оказаться очень малым (до сотых и тысячных долей герца). В этих и некоторых других случаях большое значение имеет дискретность перестройки фазы (а не частоты) выходного колебания. При этом являются недопустимыми скачки фазы при переходе с одной частоты на другую, превышающие определенную величину (обычно порядка десятых долей или единиц градуса).

Вид выходного сигнала в значительной степени определяется характером обработки сигнала в устройстве, в котором используется СЧ, Для синтезатора как гетеродина аналогового приемника обычно требуется гармоническая форма выходного колебания. Для СЧ в цифро-аналоговых следящих системах предпочтительнее импульсная форма, Наконец, в тракте с полностью цифровой обработкой сигнала СЧ должен формировать последовательность чисел (кодов), соответствующих отсчетам гармонических функций в фиксированные равноотстоящие моменты времени.

В технических требованиях спектральная плотность фазовых шумов задается обычно в децибелах на герц по отношению к уровню несущей при заданной частотной отстройке от сигнала несущей. В англоязычных описаниях этот уровень обозначается dBc (буква «с» — сокращение от carrier— несущая), например, -120 dBc/Hz at 10 kHz offset.

Уровень фазовых шумов выходного колебания СЧ по отношению к уровню генерируемого сигнала (уровню несущей), обычно находится в пределах от —60 до —120 дБ/Гц при отстройке на 10 кГц от частоты несущей.

При умножении частот с помощью синтезатора спектральная плотность шумов возрастает пропорционально коэффициенту умножения. Это накладывает жесткие требования на шумы опорного генератора.

Время переключения частоты колеблется в широких пределах в зависимости от назначения синтезатора. В частности, при использовании синтезатора в связном приемнике время переключения может быть порядка секунды, при переключении частот здесь допустимы не только скачки фазы, но и полное кратковременное пропадание сигнала. С другой стороны, при использовании синтезатора в кольце системы фазовой автоподстройки и в некоторых других случаях желательно полное отсутствие переходных процессов.

Для панорамных приемников время переключения частоты определяет скорость перестройки приемника по рабочему диапазону частот. Для современных панорамных приемников время переключения составляет единицы миллисекунд. Отметим, что чем меньше время переключения частоты, тем труднее обеспечить низкий уровень фазовых шумов.

Частотная точность приемника Δf_прм включает как первоначальную погрешность установки заданного номинала настройки, так и нестабильность настройки приемника. Погрешность установки зависит от способа установки и метода индикации частоты настройки, а нестабильность настройки — от ухода частоты настройки из-за прогрева устройства, климатических и механических воздействий, изменения питающих напряжений и т.д. Высокая частотная точность приемника необходима для беспоискового вхождения в связь, поддержания связи без подстройки. Для измерительных приемников частотная точность является определяющим фактором для точности измерения частоты радиосигналов,

Техническими требованиями может оговариваться либо частотная точность приемника, либо раздельно — погрешность установки и нестабильность настройки. Нестабильность настройки в ряде случаев вследствие необходимости раздельного расчета и проверки также задается по частям: в зависимости от самопрогрева, изменения температуры, влажности, ударов и вибраций, колебания напряжения питания источников. Абсолютная нестабильность частоты опорного генератора (ОГ) — отклонение Δf частоты колебаний на его выходе за определенный промежуток времени, обусловленное воздействием внешних дестабилизирующих факторов, от установленной номинальной частоты ₀

Наиболее жесткие требования к частотной точности предъявляются к приемникам, предназначенным для приема радиосигналов с однополосной модуляцией и сигналов с относительной фазовой манипуляцией Из этого следует, что относительная частотная точность приемников должна иметь значение 10^~7...10^~8. При использовании в приемнике системы стабилизации частоты с одним ОГ выполнение требований к относительной частотной точности определяется этим генератором. Относительная нестабильность частоты ОГ — отношение абсолютной нестабильности частоты к установленной частоте:

Для уменьшения в общей частотной ошибке доли, обусловленной неточностью первоначальной установки частоты, в радиоприемном устройстве должна предусматриваться возможность коррекции частоты ОГ по внешнему эталону частоты или работа от внешнего ОГ, более точного и стабильного.

Нестабильность настройки приемника может также задаваться допустимым изменением частоты гетеродинов приемника в последующее за самопрогревом время. Важным параметром является температурный коэффициент гетеродинов, т.е. относительный уход частоты при изменении на 1°С температуры воздуха, окружающего приемник. Долговременная нестабильность частоты ОГ — суммарное отклонение частоты, обусловленное медленным ее изменением вследствие старения элементов схемы и воздействием внешних дестабилизирующих факторов. Определяется за длительное время — час, сутки, месяц, год.