14-es_1 / Высшая математика (РТФ) / умк_Мальцев_Осн дискретной матем
.pdfфильтрующее свойство единичного импульса и показывает, что этот им- пульс играет в дискретном анализе роль, аналогичную дельта-функции в непрерывном анализе.
Теперь рассмотрим тот же сигнал s ( x) (в общем случае комплекс-
ный) в произвольном ортогональном и полном базисе.
Разложение сигнала в соответствии с (2.9) представляется рядом
N −1 |
|
||
s ( x) = ∑S (k ) × f (k, x) . |
(4.2) |
||
k =0 |
|
||
Обратная формула для вычисления спектра S (k ) |
в соответствии с |
||
выражениями (2.17) запишется следующим образом: |
|
||
S (k ) = |
1 |
(s( x), f (k, x)), |
|
|
|
||
|
Ef |
|
|
где Ef – энергия базисной функции f (k, x) . |
|
Фигурирующее здесь скалярное произведение можно вычислить, воспользовавшись тем, что оно не меняется при изменении системы коор- динат. Поэтому, рассматривая это скалярное произведение в базисе {u (k, x)} , где координатами функций s ( x) и f (k, x) являются их отсчеты
при x = 0,1,…, N −1, и применяя векторную формулу (2.11), получаем
|
1 |
N −1 |
|
||||
S (k ) = |
∑s ( x) × |
|
(k, x). |
(4.3) |
|||
f |
|||||||
|
E f |
||||||
|
|
k =0 |
|
||||
Совокупность формул (4.2) и (4.3) является парой дискретных пре- |
|||||||
образований Фурье, причем (4.2) – |
это формула обращения (обратное пре- |
образование), а (4.3) – формула разложения (прямое преобразование). Базисную систему функций можно представить в виде матрицы:
|
|
|
{ f (k, x)} ® |
|
|
|
|
|
x ® |
|
0 |
1 |
2 |
… |
N -1 |
|
|
k ¯ |
|
|
|
|||||
|
f (0,0) |
f (0,1) |
f (0,2) |
|
f (0, N -1) |
|
|
|
0 |
|
… |
|
|
||||
® 1 |
|
f (1,0) |
f (1,1) |
f (1,2) |
… |
f (1, N -1) |
|
= F |
|
|
f (2,0) |
f (2,1) |
f (2,2) |
|
f (2, N -1) |
|
kx |
2 |
|
… |
|
|
||||
… |
|
… |
… |
… |
… |
… |
|
|
|
|
|
||||||
N -1 |
f ( N -1,0) |
f ( N -1,1) f ( N -1,2) |
… f ( N -1, N -1) |
|
||||
|
|
|
|
61 |
|
|
|
|
Тогда преобразования Фурье можно записать и в матричной форме:
s |
x |
= F |
|
s |
k |
= FT s |
, |
||
|
xk |
|
|
|
kx k |
|
|||
|
|
sk = |
|
1 |
|
(4.4) |
|||
|
|
|
|
F |
xk sx |
||||
|
|
E f |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
Умножим обе части равенства слева на матрицу Fxk : |
F s |
|
= |
1 |
× F × |
|
xk ×s |
|
|
|
k |
F |
k |
. |
||||||
|
|||||||||
xk |
|
|
xk |
|
|||||
|
|
|
E f |
|
|
Сравнив это выражение с первым из выражений (4.4), получим
1 × Fxk × FTxk =1.
E f
Последнее выражение совпадает с определением унитарной матри- цы. Таким образом, представление дискретного сигнала в виде линейной комбинации (4.2) или в матричной форме в виде (4.4) возможно всегда, ес- ли базисная система функций { f (k, x)} является полной и линейно-
независимой, а выражение для спектра (4.3) и (4.4) возможно только в том случае, когда система { f (k, x)} еще и ортогональна (матрица Fxk – уни-
тарна). Заметим, что если базисная матрица является симметрической, т. е. Fkx = Fxk , то прямое и обратное преобразования Фурье вычисляются ум- ножением на сопряженные матрицы:
s |
|
= F |
s |
|
, s |
|
= |
1 |
|
|
|
|
|||
x |
k |
k |
|
F |
kxs |
x |
. |
(4.5) |
|||||||
|
|||||||||||||||
|
xk |
|
|
|
E f |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Перейдем к энергетическим соотношениям при дискретном преобра- зовании Фурье. Векторной формуле (2.16) обобщенная теорема Пифагора соответствует следующее выражение:
N −1 |
|
||||
(s(x), s(x)) = E f ∑ |
|
S (k ) |
|
2 . |
(4.6) |
|
|
||||
k =0 |
|
|
|
|
|
Скалярное произведение в левой части равенства вычислим по фор- муле (2.16) в базисе функций {u(k, x)} , для которых Eu = 1. Тогда получим
N −1 |
|
|
N −1 |
|
||||||
∑ |
|
s(x) |
|
2 = E f |
∑ |
|
S (k ) |
|
2 . |
(4.7) |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|||||||||
x =0 |
|
|
|
|
k =0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
62 |
|
|
|
|
|
Выражение является равенством Парсеваля для дискретных сигна- лов. Оно показывает, что энергия сигнала определяется самим сигналом и не зависит от выбора базиса, в котором он описывается. Энергию спек- тральных составляющих
e(k ) = E f S (k ) 2
будем называть энергетическим спектром сигнала (в теории континуаль- ных сигналов энергетический спектр имеет другой смысл, а именно спек- тральной плотности энергии – энергии, приходящейся на полосу в 1Гц).
Пусть при n ≤ N − 1
n
s1 ( x) = ∑ S (k ) × f (k, x) ,
k =0
причем S (k ) вычисляется по формуле (4.3). Метрика евклидова простран- ства такова, что приближение s ( x) » s1 ( x) имеет минимальную средне-
квадратическую ошибку по сравнению с любым другим выбором коэффи- циентов S(k)):
|
|
1 |
N −1 |
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
||||
D = |
|
∑ |
|
s(x) - s (x) |
|
|
. |
|
|
|
|
||||||
|
|
E f |
x =0 |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
При n = N − 1 эта ошибка становится равной нулю.
Хотя переменная x может иметь любой физический смысл (время, пространственная координата и т. д.), будем в дальнейшем условно назы- вать область изменения этой переменной временной областью в отличие от области изменения переменной k , которую будем называть спектральной областью.
4.2. Преобразование Фурье в базисе ВКФ
Любая из рассмотренных ранее систем ВКФ представляет собой ор- тогональный и полный базис, причем энергия базисной функции есть E f = N . Формулы преобразования Фурье, и основные свойства этого пре-
образования в любом симметрическом базисе ВКФ будут одни и те же. Поэтому ниже для определенности рассмотрение ведется в базисе ВКФ– Пэли, а в тех случаях, когда свойства в разных базисах различны, делаются
63
необходимые оговорки. Пара дискретных преобразований Фурье в базисе ВКФ– Пэли имеет вид
N −1 |
N −1 |
|
||
s(x) = ∑ S ( p) × Pal( p, x); S ( p) = ∑ s(x) × |
Pal( |
p, x). |
(4.8) |
|
p =0 |
x =0 |
|
||
В общем случае сигнал s(x) |
и его спектр S ( p) – это комплексные |
функции. Они могут быть представлены в виде суммы действительной и мнимой частей или в показательной форме:
s(x) = Re[s(x)] + j Im[s(x)] = s(x) × e jψ( x) ;
S ( p) = Re[S ( p)] - j Im[S ( p)] = S ( p) × e− jϕ( p).
Здесь s(x) и S ( p) – огибающие, а ψ(x) и j( p) – фазы сигнала и его спектра. Огибающую S ( p) , кроме того, называют амплитудным спек- тром, а фазу j( p) – фазовым спектром. Очевидно, что
S ( p) = {Re[S ( p)]}2 + {Im[S ( p)]}2 ;
|
Im[S ( p)] |
|
|
j( p) = arctg |
. |
||
|
|||
|
|
|
|
|
Re[S ( p)] |
Дискретные преобразования Фурье можно записать в матричной
форме: |
|
|
|
|
|
|
|
sx = P × s p ; s p |
= |
1 |
|
|
× sx . |
(4.9) |
|
P |
|||||||
|
|||||||
|
|
N |
|
Энергетические соотношения в спектре сигнала в базисе ВКФ опре- деляются равенством Парсеваля , которое в данном случае принимает вид
|
1 |
N −1 |
|
|
|
|
N −1 |
|
||||||||||||||
|
∑ |
|
|
s(x) |
|
2 |
= ∑ |
|
S ( p) |
|
2 . |
(4.10) |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
|
N x =0 |
|
|
|
|
|
|
|
p = 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
Таким образом, функции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
r( p) = |
|
S ( p) |
|
2 = S ( p) |
|
( p), |
|
|||||||||||||||
|
|
|
S |
(4.11) |
||||||||||||||||||
|
e( p) = Nr( p) = N |
|
S ( p) |
|
2 |
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
являются соответственно спектром мощности и энергетическим спектром дискретного сигнала в базисе ВКФ. Базисная функция в общем случае – комплексная, т. е.
Pal( p, x) = Re[Pal( p, x)] + j Im[Pal( p, x)].
64
Действительная и мнимая составляющие этой функции равны
Re[Pal( p, x)] = |
1 |
Pal( p, x) + Pal( p |
, x) |
, |
|
||||
|
|
||||||||
2 |
|
|
|
|
(4.12) |
||||
|
|
|
|
|
|||||
Im[Pal( p, x)] = |
1 |
Pal( p, x) - Pal( p |
, x) |
||||||
, |
|||||||||
|
|||||||||
|
|
2 j |
|
|
|
|
где p и p – m -ично противоположные числа, соответствующие номерам комплексно-сопряженных функций.
Выражения (4.12), по существу, являются обобщенными формулами Эйлера. При m = N они превращаются в обычные формулы для экспонен- циальных функций.
Характерной особенностью ВКФ является присущее им специфиче- ское понятие сдвига аргумента как m -сдвига. В соответствии с этим было сформулировано свойство мультипликативности базисных функций:
Pal(a, x) Pal(b, x) = Pal(c, x), c = (a Åb). |
(4.13) |
m |
|
Для сигналов, рассматриваемых в базисе ВКФ, сдвиг как во времен- ной, так и в спектральной области также должен пониматься в смысле m - сдвига. Обычные представления о четности сигнала в базисе ВКФ заменя- ются новыми представлениями о m -четности. В соответствии с этими представлениями любой дискретный сигнал можно разделить на m - четную и m -нечетную части:
sч (x) =
sн (x) =
1s(x)
1s(x)
+ s(x ) = sч (x ),
(4.14)
- s(x ) = -sн (x ).
При m = N , когда базис ВКФ переходит в базис ДЭФ, формулы (4.14) дают четную и нечетную части сигнала на интервале N в обычном смысле слова. В другом крайнем случае, при m = 2 , любой сигнал является четным по модулю 2. Четная и нечетная по модулю m части действитель- ного сигнала ортогональны. Среднее значение нечетной части на интерва- ле [0, N -1] равно нулю.
Действительная составляющая ВКФ – это m -четная функция, а мни- мая составляющая – m -нечетная функция. В самом деле, учитывая свойст- во ВКФ
Pal( p, x) = Pal( p , x) = Pal( p, x ),
65
получаем из (4.12) |
|
|
|
|
|
Re[Pal( p, x)] = Re Pal( p |
, x) |
; |
Im[Pal( p, x)] = -Im Pal( p |
, x) |
. (4.15) |
|
|
|
|
|
|
Рассмотрим особенности спектров некоторых типов сигналов. Как уже было отмечено, система ВКФ содержит действительные и попарно комплексно-сопряженные функции. Следовательно, спектральные компо- ненты действительного сигнала в базисе ВКФ также будут либо действи- тельными, либо попарно комплексно-сопряженными, т. е.
|
|
|
S ( p) = |
|
|
( p ) . |
||
|
|
|
S |
|||||
Спектр комплексного сигнала таким свойством не обладает. |
||||||||
Пусть s(x) – |
действительная m-четная функция. Перепишем второе |
|||||||
выражение в виде |
|
|
|
|
|
|||
|
1 |
N −1 |
|
|
1 |
N −1 |
||
S ( p) = |
∑ s(x) × Re[Pal( p, x)] - j |
∑ s(x) × Im[Pal( p, x)]. (4.16) |
||||||
|
|
|||||||
|
N x = 0 |
|
|
|
N x = 0 |
Здесь учтено, что
Re Pal( p, x) = Re[Pal( p, x)],
a
Im Pal( p, x) = -Im[Pal( p, x)] .
Вторая сумма в (4.16) равна нулю, так как она представляет собой среднее значение m -нечетной функции. Таким образом, спектр действи- тельной m -четной функции s(x) есть также действительная m -четная
функция. Если же s(x) – действительная m -нечетная функция, то первая сумма в выражении (4.16) равна нулю, и спектр S ( p) будет мнимой m - нечетной функцией.
Наконец, если сигнал s(x) – произвольная действительная функция, то его спектр S ( p) – комплексная функция
S ( p) = Sч ( p) − jSн ( p),
где
Sч ( p) = 1
N
Sн ( p) = 1
N
причем действительная часть Sч
N−1
∑s(x) ×Re[Pal( p, x)],
x = 0
N−1
∑s(x) ×Im[Pal( p, x)],
x = 0
( p) – это m -четная, а мнимая часть Sн ( p) –
m -нечетная функция. Следовательно, у такого сигнала амплитудный спектр есть m -четная функция, а фазовый спектр – m -нечетная функция:
S ( p) = S ( p ) , j( p) = -j( p ).
66
В общем случае рассмотрим комплексный сигнал |
|
s(x) = Re[s(x)] + j Im[ s(x)] = s1 (x) + js2 (x) |
(4.17) |
со спектром в базисе ВКФ S ( p) = S1 ( p) + jS2 ( p) , где S1 ( p) и S2 ( p) , есть комплексные спектры действительных сигналов s1 (x) и s2 (x) соответст-
венно. Эти слагаемые комплексного сигнала s(x) благодаря множителю j линейно независимы. В свою очередь, каждый из них можно представить как сумму m -четной и m -нечетной частей, которые также линейно- независимы и, кроме того, ортогональны:
s1 (x) = s1ч (x) + s1н (x), s2 (x) = s2ч (x) + s2н (x).
В результате получим, что комплексный сигнал s(x) является ли- нейной комбинацией четырех компонентов:
s(x) = [s1ч (x) + s1н (x)] + j [s2ч (x) + s2н (x)].
Его спектр также может быть выражен в виде аналогичной линейной комбинации
S ( p) = a( p) − jb( p) = [S1ч ( p) + S2н ( p)] − j [S1н ( p) − S2ч ( p)] ,
где компоненты S1ч ( p) и S1н ( p) определяются только действительным сигналом s1 (x) , а компоненты S2н ( p) и S2ч ( p) – только действительным сигналом s2 (x) . Отсюда следует, что спектр комплексного сигнала можно всегда разделить и выделить из него спектры сигналов s1 (x) и s2 (x) .
4.3.Свертка и корреляция
Всоответствии с введенным понятием m -сдвига, определим m - свертку как
|
|
|
|
N −1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s (x) * s |
(x) = ∑ s (t) × |
s |
2 (x Èt) . |
(4.18) |
|||||
|
|
1 |
m 2 |
τ= 0 |
1 |
|
|
m |
|
||
m -свертке присущи те же свойства, что и обычной свертке, а именно: |
|||||||||||
- |
дистрибутивность: |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
s1 |
(x) *(s2 (x) + s3 |
(x)) = s1 (x) * s2 |
(x) + s1 (x) * s3 (x) ; |
|||||||
|
|
m |
|
|
|
m |
|
|
|
m |
|
- |
ассоциативность: |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
s (x) * s (x) * s (x) = |
s (x) * s (x) |
* s (x) ; |
|||||||
|
|
1 |
2 |
3 |
|
1 |
|
2 |
|
3 |
|
|
|
m |
m |
|
|
m |
|
|
m |
|
67
− |
коммутативность: |
|
|
|
|
s1 (x) m s2 (x) = |
|
; |
|
|
s2 (x) m s1 (x) |
|||
− |
свертка с единичным импульсом: |
|
|
|
|
s1 (x) u(x Èτ) = s(x Èτ) . |
|||
|
m m |
m |
Поскольку m -сдвиг не выводит сигнал за пределы интервала N , то и m -свертка дает новый сигнал, располагающийся на том же интервале N . В частном случае, при m = N (базис ДЭФ), m -сдвиг представляет собой круговую перестановку отсчетов, а m -свертка – круговую или периодиче- скую свертку. В другом частном случае, при m = 2 (базис функций Уол- ша), m -свертка представляет собой диадную свертку.
Теорема о спектре свертки. Представим в (4.18) сигнал s2 |
(x Èτ) в |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m |
виде дискретного преобразования (4.8). Тогда получим |
|
||||||||||||||
|
|
|
|
N −1 |
|
N −1 |
|
|
|
|
|
||||
s (x) * s (x) = |
∑ s (t) ∑ |
S |
2 ( p) × |
Pal( |
|
p, x Èt) = |
|
||||||||
1 |
m 2 |
τ= 0 |
1 |
p = 0 |
|
|
|
m |
|
||||||
|
N −1 |
|
|
N −1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
= N ∑ |
|
2 ( p) |
1 |
∑ s (t) Pal( p, t) |
|
|
p, x). |
|
|||||||
S |
Pal( |
|
|||||||||||||
|
|
||||||||||||||
|
p =0 |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
||||||
|
N τ=0 |
|
|
|
|
|
|
Выражение в прямых скобках есть в соответствии с (4.8) комплекс-
но-сопряженный спектр S1 ( p) , поэтому
|
|
|
|
|
N −1 |
|
|
|
|
||||
s (x) * s (x) = N |
∑ |
S |
2 ( p) |
S |
1 ( p |
)Pal( |
p, x) . |
||||||
1 |
|
|
m 2 |
p = 0 |
|
|
|
|
|||||
Перейдем в обеих частях равенства к комплексно-сопряженным |
|||||||||||||
функциям: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
1 |
|
|
|
|
N −1 |
|
|
|
|
|||
|
|
s (x) * s (x) |
= |
∑ S ( p)S |
|
( p) Pal( p, x) |
|||||||
|
|
|
|||||||||||
|
N 1 |
m 2 |
p = 0 1 |
2 |
|
|
|
или сокращенно
s1 (x) m* s2 (x) « NS1 ( p)S2 ( p) .
Таким образом, спектр комплексно-сопряженной свертки двух сиг- налов есть произведение спектров этих сигналов (с коэффициентом N ).
68
Теорема о спектре произведения двух сигналов. Этот спектр оп-
ределяется выражением
|
|
|
|
( p) = |
1 |
N −1 |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
SП |
∑ s1 (x)s2 (x |
)Pal( |
p, x) . |
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
N x = 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Применив к s1 (x) |
|
формулу обращения из (4.8) и изменив порядок |
|||||||||||||||||||
суммирования, получим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
N −1 |
|
1 |
N −1 |
|
|
|
|
|
|
|
= |
N −1 |
|
|
|
|
||
S |
|
( p) = |
∑ S (q) |
∑ s |
|
(x)Pal( p Èq, x) |
∑ S (q)S |
|
( p Èq) . |
||||||||||||
П |
|
|
2 |
2 |
|||||||||||||||||
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|||||
|
|
|
q =0 |
N x =0 |
|
|
|
m |
|
q =0 |
|
m |
|||||||||
Правая часть этого равенства есть свертка функций S1 ( p) и |
S |
2 ( p) , |
|||||||||||||||||||
поэтому можно записать |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
(x) * s2 (x) « S1 ( p) * |
|
2 ( p) . |
|
(4.19) |
|||||||||||||
|
|
|
s1 |
S |
|
||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
m |
|
|
|
m |
|
|
|
|
|
|
|
Следовательно, при перемножении сигналов происходит свертыва- ние спектра одного из них с комплексно-сопряженным спектром другого.
Взаимокорреляционная функция двух сигналов B12 (τ) и автокорре- ляционная функция сигнала B(τ) , если их связывать с энергией сигналов, определяются следующим образом:
x =0 |
( m ) |
|
||||
N −1 |
|
|
||||
B12 (t) = ∑ s1 (x) × |
s |
2 |
x Èt , |
(4.20) |
||
N −1 |
|
|
||||
B(t) = ∑ s(x) × |
|
(x Èt). |
(4.21) |
|||
s |
||||||
x =0 |
m |
|
Заметим, что в отличие от свертки (4.18) здесь суммирование ведется по переменной x , поэтому значения автокорреляционной функции зависят только от c-сдвига комплексно-сопряженной копии относительно самого сигнала.
На рис. 4.1 приведена в качестве примера автокорреляционная функ- ция дискретного прямоугольного импульса, вычисленная для различных m . Видно, что в различных базисах ВКФ автокорреляционная функция одного и того же сигнала имеет различный вид. Это открывает возможно- сти выбора оптимального базиса для решения задач такого типа, как обна- ружение и различение сигналов в шумах.
Можно убедиться в том, что m -автокорреляционная функция обла- дает свойствами, аналогичными свойствам обычной автокорреляционной функции, в частности:
-при τ = 0 она имеет действительное значение, равное энергии сигнала B(0) = E ;
-ее действительная часть является m -четной функцией, а мнимая – m -нечетной функцией:
69
а)
(базис ДЭФ)
б)
m = 4
в)
(базис Уолша)
г)
Рис. 4.1. m -автокорреляционная функция прямоугольного импульса
70