Skhemotekhnika_PE

111

работа на значительную емкостную нагрузку. Кроме того, усилители этого типа усиливают сигналы в широкой полосе частот, в них должны быть при- няты меры по минимизации спектральной плотности шума. В самом деле, расширение полосы пропускания усилителя в 100 раз приводит при равно- мерной спектральной плотности шума к увеличению действующего значе- ния шума в 10 раз. Поэтому обычные значения спектральной плотности на- пряжения шума для широкополосных ОУ составляют единицы нВ/Гц0,5.

Важное значение для схем с широкополосными ОУ, особенно при ра- боте на длинную линию, имеют также следующие параметры:

−коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) – отношение максимального действующего значения напряжения в линии связи к мини- мальному. Показывает, какая часть мощности, поступающей от источника сигнала, отражается от нагрузки. В идеале КСВН должен быть равен единице;

−развязка между входом и выходом – малосигнальная характери- стика переменного тока, показывающая какая часть выходного сигнала уси- лителя, вернется в его входную цепь через паразитные связи.

8.1Работа транзисторного усилительного каскада на высоких частотах

Прохождение широкополосных сигналов по электрическим цепям обусловлено целым рядом факторов, к числу которых, в первую очередь, можно отнести влияние паразитных параметров (таких, как паразитные ем- кости и индуктивности элементов, паразитные емкостные и индуктивные связи между участками электрической цепи), а также особенности распро- странения сигналов по линиям связи, когда их длина соизмерима с длиной волны.

Как известно, из трех основных схем включения транзистора наи-

большим коэффициентом усиления по мощности обладает схема с ОЭ (рис. 8.1,а). Однако эта схема имеет и наихудшие частотные свойства. Все- му виной эффект Миллера, обусловленный емкостью между коллектором и базой транзистора СКБ, из-за чего схема с ОЭ ведет себя на высоких часто- тах как интегрирующее звено.

В этом случае источник сигнала оказывается нагруженным на RС- цепь с эквивалентной постоянной времени τ, которая согласно упрощенной ВЧ-модели каскада с общим эмиттером, приведенной на рис. 2.23, опреде-

ляется выражением

τ = (1+ KU)CKБ (RГ ║ h11.Э),

где KU – коэффициент усиления каскада на средних частотах.

Проще всего можно расширить полосу пропускания каскада с ОЭ, включив последовательно с коллекторной нагрузкой индуктивность в не-

113

линий) для проводных линий связи с волновым сопротивлением 50 Ом, а также в приемниках ультразвуковых сигналов. Высокоомная нагрузка, не-

обходимая для усиления сигнала по напряжению во входном каскаде с ОБ (VT1), обеспечивается подключением к его выходу эмиттерного повторите- ля (VT2) с большим входным сопротивлением.

а) б)

Рис. 8.3

Вкаскадной схеме ОЭ-ОБ (рис. 8.3,б) эффект Миллера практически устранен фиксацией потенциалов коллектора транзистора VT1 и базы тран- зистора VT2.

Схема ОК-ОБ (рис. 8.3,в) широко используется во входных каскадах ОУ. Здесь эффект Миллера также устраняется фиксацией потенциалов кол- лектора транзистора VT1 и базы транзистора VT2.

Всхеме ОК-ОЭ (рис. 8.3,г) низкое выходное сопротивление эмиттер- ного повторителя на транзисторе VT1 позволяет заметно снизить постоян- ную времени звена обратной связи усилительного каскада с ОЭ на транзи- сторе VT2, и тем самым, повысить частоту среза усилителя. Эта схема часто применяется в каскадах усиления напряжения ОУ.

8.2 Применение ОУ для усиления радиочастотных сигналов

С появлением ОУ с частотой единичного усиления свыше 300 МГц у разработчиков появилась возможность использовать эти интегральные уст- ройства для усиления и преобразования сигналов радиочастотного диапазо- на. ОУ такого класса по ряду критериев имеют определенные преимущества

114

перед обычными ВЧ-усилителями, что хорошо видно из сравнения их свойств, приведенных в табл. 8.1.

Типовые схемы включения ОУ в качестве ВЧ-усилителей представле- ны на рис. 8.4.

118

той системе. Базовая ОСТ-структура – однокаскадный усилитель напряже- ния (рис. 8.7). Единственный высокоимпедансный узел в схеме – это точка подключения входа выходного буфера. В отличие от ОСТ-усилителей уси- лители с ОСН требуют двух или даже большего количества каскадов усиле- ния по напряжению. Это увеличивает порядок системы и ухудшает ее ус- тойчивость, для обеспечения которой зачастую приходится идти на сужение полосы пропускания усилителя.

Искажения сигнала в операционных усилителях обусловлены нели- нейностью переходной характеристики и максимальной скоростью нараста- ния выходного напряжения. Благодаря высокой симметрии схемы входного каскада ОСТ-усилители отличаются весьма малой нелинейностью переход- ной характеристики. Для ОСТ-усилителей характерна также более высокая скорость нарастания выходного напряжения. Из рис 8.7 видно, что скорость нарастания определяется токами, которыми транзисторы VT3 и VT4 могут заряжать конденсаторы коррекции СК. В отличие от ОСН-усилителей этот ток не ограничен каким-либо фиксированным значением. В первом при- ближении можно даже считать, что в ОСТ-усилителе нет предела скорости нарастания. Некоторые ОСН-усилители имеют входной каскад, выполнен- ный по ОСТ-схеме, но сигнал поступает на инвертирующий вход через бу- ферный усилитель. Это расширяет возможные схемы построения цепей об- ратной связи таких усилителей с сохранением высоких динамических ха- рактеристик.

Рис. 8.8

На рис. 8.8,в представлена эквивалентная малосигнальная схема ОСТ- усилителя в неинвертирующем включении. Будем полагать входные харак- теристики усилителя идеальными. Для ОСТ-усилителя это означает

119

RВХ.НЕИНВ = ∞, RВХ.ИНВ = 0, UOFF = 0. Найдем передаточную функцию этой схемы, для которой справедливы уравнения

IBX = UBX -UВЫХ + UBX ,

R2 R1

UВЫХ = IВХ Z(s),

где Z(s) – передаточный импеданс – основной усилительный параметр ОСТ- усилителя.

Для постоянного тока типичные значения передаточного импеданса ОСТ-усилителей лежат в пределах от сотен кОм до сотен МОм. После пре-

образований найдем

R1 + R2

Обозначим

(Rl + R2)/Rl = K.

Передаточный импеданс моделируется схемой замещения на рис. 8.8, б. Тогда

Z(s) = 1/(g + sCK),

где СK– емкость корректирующего конденсатора при полной частотной коррекции усилителя. Учитывая, что gR2 << l, окончательно получим

Выражение позволяет сделать важный вывод: полоса пропускания и усиление ОСТ-усилителя могут быть установлены независимо друг от дру- га. Действительно, при регулировке коэффициента усиления изменением сопротивления резистора R1 верхняя граничная частота fв = 1/2πR2CK не ме- няется. Для инвертирующего включения аналогичным способом можно по-

лучить

а это означает возможность независимой регулировки усиления и полосы пропускания ОСТ-усилителя и при инвертирующем включении. Следует отметить, что в схеме инвертирующего ОСН-усилителя также возможна не-

зависимая регулировка полосы пропускания и усиления при подключении дополнительного резистора между инвертирующим входом (виртуальным нулем) и землей. При этом усиление входного сигнала не изменится, а по-

лоса пропускания сузится за счет уменьшения коэффициента передачи цепи обратной связи.

Преимущества ОСН-усилителей:

120

−более низкий шум;

−лучшее преобразование сигналов постоянного тока;

−большая свобода выбора цепей обратной связи. Преимущества ОСТ-усилителей:

−большие скорости нарастания;

−меньшие искажения;

−возможность независимой регулировки усиления и полосы про- пускания как в инвертирующем, так и в неинвертирующем включении.

8.4 Усилители дифференциальных линий

Линии передачи высокочастотных сигналов имеют существенные от- личия от линий связи, используемых в низкочастотных приборах. Эти отли-

чия обусловлены соизмеримостью длины высокочастотных линий с длиной волны передаваемых сигналов, а также необходимостью защиты от проник- новения помех в очень широкой полосе частот. В низкочастотных устрой- ствах, как правило, стараются обеспечить минимальный выходной импе- данс источников сигналов и максимальный входной импеданс приемников. Это обеспечивает максимальное усиление сигнала по напряжению. При пе- редаче радиочастотных сигналов требование совершенно иное: полные

входные и выходные сопротивления источников и приемников сигналов должны быть равны волновому сопротивлению линии связи, или, как гово- рят, линия должна быть согласована на обоих концах. Только при этом ус- ловии отсутствуют отражения сигналов от концов линии и, следовательно,

обеспечивается передача максимальной мощности сигнала в направлении от источника к приемнику.

В качестве линий передачи высокочастотных сигналов обычно ис-

пользуются коаксиальные кабели и экранированные или неэкранированные витые пары проводов. Коаксиальные кабели с несимметричным подключе- нием передатчика и приемника представляют собой несимметричную сис- тему связи, в которой синфазные помехи оказывают на экран и централь- ный проводник разное воздействие, что снижает помехозащищенность пе- редачи. Намного более высокую помехоустойчивость при передаче сигна- лов можно получить, используя дифференциальные системы связи, которые формируют из исходного несимметричного сигнала UC(t) пару противофаз- ных напряжений +UC(t) и –UC(t), и передают их по витой паре проводов, симметричной относительно «заземления». В конце линии их принимает дифференциальный приемник, который при необходимости вновь преобра- зует симметричный сигнал в несимметричный.

Таким образом, оборудование дифференциальной линии связи в об- щем случае включает помимо собственно линий в виде витых пар, диффе- ренциальные передатчики, или драйверы линий (ДЛ), магистральные (про-