5.4.Операционные усилители (оу): базовые схемы включения операционных усилителей; амплитудно-частотная характеристика (ачх) оу; компараторы на оу.

5.4.1. Общие сведения об операционных усилителях

В классической электронике операционным усилителем принято называть линейный преобразователь, при помощи которого можно осуществлять различные математические операции – суммирование, вычитание, интегрирование, дифференцирование и др. Это и определило название таких усилителей – операционные (решающие), на основе которых путем введения обратных связей можно проводить математические операции. Интегральные ОУ предназначены не только для выполнения математических операций, но и для осуществления преобразования сигналов (усиления, обработки, формирования сигналов).

Условное графическое изображение и функциональное обозначение ОУ приведено на рис. 5.5.

Современные ОУ строятся по схеме прямого усиления с дифференциальными равноправными по электрическим параметрам входами (инверсный вход «○» или «−» и неинверсный вход – без обозначения или «+») и двухтактным двухполярным (по амплитуде сигнала) выходом. Основным элементом ОУ является входной каскад, построенный по схеме дифференциального усилителя (ДУ), назначение которого – усиление разности сигналов, наблюдаемой между его входами (рис. 5.6,а). ДУ имеет два транзистораVT1 иVT2 с коллекторными нагрузочными резисторамиR_{К .}Эмиттерные токи этих транзисторов формируются с помощью генератора стабильного тока (ГСТ)I₀ , выполненного на транзисторахVT3 иVT4. При идентичности параметров транзисторовVT1 иVT2, равенстве коллекторных резисторов и условии, что входные сигналыU⁻ = U⁺ = 0, разность выходных сигналов ДУ будет равна нулю, поскольку для идеального ДУ эмиттерный токI₀ делится пополам между транзисторамиVT1 иVT2.

И

Из теории дифференциальных усилителей известно, что в режиме баланса потенциал каждого выхода имеет относительно земли синфазный уровень напряжения: .

Режиму баланса соответствует диаграмма (рис. 5.6, б) до момента времени t1. При появлении в моментt1сигналаU⁻ транзисторVT1 получает больший ток смещения и его коллекторный токI_K1 увеличивается, а ток транзистораVT2 уменьшается, так как

I_K1 + I_K2 = I₀ . Таким образом, с увеличением входного напряженияU⁻ _, выходное напряжение на выходе первого транзистора уменьшается(приращение сигнала инвертировано по фазе). На другом выходе ДУ напряжениебудет увеличиваться (приращение сигнала не инвертировано по фазе). Полный дифференциальный выходной сигнал между выходами ДУ определяется соотношением:

Изменение выходных сигналов прекращается, когда весь ток I₀ начинает течь через транзисторVT1. В момент времениt2 транзисторVT2 переходит в режим отсечки. Поскольку входное сопротивление ДУ обратно пропорционально величине его рабочего токаI₀ , то этот ток задается обычно небольшим (десятки микроампер), а это в свою очередь определяет низкий коэффициент усиления ДУ:

,

где - крутизна биполярного транзистора. В связи с этим, в интегральных ОУ используются последующие каскады усиления для получения большой величины коэффициента усиления по напряжению. В общем виде коэффициент усиления по напряжению ОУ равен произведению коэффициентов усиления всех его каскадов:.

Абсолютные значения входных напряжений U⁻ , U⁺ иU_ВЫХ ограничены напряжением питания операционного усилителя+U_пит и−U_пит − (≤ ± 15 В). Типичным свойством передаточной характеристики ОУ является то, что она чувствительна к разности входных напряжений и не зависит от их абсолютных значений. Из этого свойства вытекает введение двух понятий: синфазного входного напряженияU_СИНФ для общей составляющей напряжений на обоих их входах, которая должна быть подавлена усилителем, и дифференциального входного напряженияU_Д , на которое усилитель реагирует:

, ,

где К = 1/2 или 0.

Для упрощения определения параметров ОУ обычно полагают К = 0, тогдаU_СИНФ =U⁺ .

Интегральные ОУ обычно состоят из входного дифференциального каскада, каскадов усиления, каскада, преобразующего двухфазный выход дифференциального усилителя в однофазный и каскада для сдвига уровня. На выходе усилителя используется эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах, обеспечивающий передачу сигналов как положительной, так и отрицательной полярности. В современных ОУ К₀ достигает величины порядка 1*10⁵ и более.

При рассмотрении и анализе схемных решений на основе операционных усилителей и выводе основных соотношений, часто используется понятие идеального операционного усилителя. В идеальном ОУ принято считать:

• операционный усилитель обладает бесконечно большим входным и нулевым выходным сопротивлением;

• входы ОУ симметричны и не потребляют ток;

• напряжение между входами ОУ равно нулю;

• коэффициент усиления по напряжению ОУ стремится к бесконечности, а напряжение на выходе равно нулю при отсутствии входных сигналов.

5.4.2. Амплитудно-частотная характеристика операционного усилителя

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) ОУ – зависимость коэффициента усиления по напряжению от частоты. Любой многоканальный усилитель на высоких частотах может быть представлен схемой замещения (рис. 5.7), в которой генератор сигнала К₀ U_ВХ нагружен на ряд интегрирующихRCцепочек, число которых равно числу каскадов ОУ (RиC- соответственно собственная передаточная проводимость и емкость нагрузки каскада).

Коэффициент передачи по напряжению одной RCцепочки:

, (5.1)

где - круговая частота среза.

Соответственно частота среза . Модуль АЧХRCцепочки определяется соотношением:

. (5.2)

Вид АЧХ для двухкаскадного ОУ в соответствии со схемой замещения представлен на рис. 5.8 (кривая 1), где частота и коэффициент усиления отложены в логарифмическом масштабе. Коэффициент усиления измеряется в децибелах (1 дБ = 20lgK). Изменяя частоту в десять раз (на декаду), получаем уменьшение коэффициента усиления так же в десять раз (падение усиления на 20 дБ). Как видно из рисунка, на низких частотахКасимптотически приближается к величине коэффициента усиления без обратной связиК_{0 .} С ростом частоты за частотой срезаf_ср1 , на которойКснижается до значения0,707 К₀ (на 3 дБ), скорость высокочастотного спада равномерна и составляет 20 дБ / дек. В многокаскадном усилителе каждый каскад имеет собственную передаточную проводимость и емкость нагрузки, поэтому на частотеf_ср2 для второго каскада скорость высокочастотного спада будет составлять уже 40 дБ / дек. Современные операционные усилители имеют скорректированную АЧХ [8], которая для ОУ без обратной связи имеет вид кривой 2. Сростом частоты усиление падает и график пересекает линию ноль децибел на частотеединичного усиленияf_t . Эта частота определяет активную полосу частот ОУ, в которой коэффициент усиленияК≥ 1. Произведение частоты входного сигнала на коэффициент усиления без обратной связиКравно полосе единичного усиленияf_t = К f_ВХ. Для исключения амплитудно-фазовых искажений в заданной полосе частот необходимо в этой полосе обеспечить равномерность амплитудной характеристики. Это достигается введением в ОУ отрицательной обратной связи (ООС). При увеличении глубины ООС (уменьшении коэффициента усиления ОУ) расширяется полоса частот равномерной амплитудной характеристики (кривая 3). Диапазон частот от нуля до верхней предельной частотыf_b носит название полосы пропускания на малом сигнале, которая связана с полосой единичного усиления ОУ с ООС соотношениемf_b = f_t К_ОС , гдеК_ОС - коэффициент усиления с обратной связью.

5.4.3. Схемы включения операционных усилителей

Число схем на ОУ непрерывно увеличивается по мере развития элементной базы и появления новых ОУ, поэтому особенно важным является знание принципов построения и анализа так называемых типовых (базовых)схем включения ОУ. Существует три базовые схемы включения операционных усилителей:

- инвертирующее включение ОУ;

- неинвертирующее включение ОУ;

- дифференциальное включение ОУ.

Эти схемы являются основой для построения других схем на операционных усилителях и расчета их параметров. При анализе базовых схем и упрощении расчета их параметров часто используется понятие идеального операционного усилителя. Рассмотрим базовые схемы включения ОУ.

5.5.3.1. Инвертирующее включение ОУ

Эквивалентная схема инвертирующего включения ОУ приведена на рис. 5.9. В этой схеме входной сигнал и сигнал обратной связи поступают на инверсный вход ОУ. Введение ООС приводит к тому, что теперь схема обладает коэффициентом усиления с обратной связью К_ОС . Определим значениеК_ОС исходя из свойств идеального ОУ.

Считаем напряжение между входами равным нулю. Тогда потенциал неинверсного входа и потенциал инверсного входа, а следовательно и потенциал точки А (точка суммирования токов) также равен нулю. При условии, что входное сопротивление ОУ R_ВХ достаточно велико, можно считать, что ток от источника сигналаi_C = U_C / R1протекает только по резистору обратной связиR_ОС , создавая на нем падение напряжения:

. (5.3)

Падение напряжения на резисторе R_ОС с большой точностью равно напряжению выходаU_ВЫХ , так как потенциал левого выхода резистораR_ОС (точка А) равен нулю (искусственный нуль-потенциал схемы). Следовательно, можно записать:

.

Коэффициент усиления по напряжению с обратной связью:

(5.4)

Знак минус в выражении (4.4) показывает, что напряжение на выходе ОУ находится в противофазе с входным напряжением. В реальном ОУ с учетом ограниченного значения коэффициента усиления К₀ выражение дляК_ОС имеет вид:

. (5.5)

Входное сопротивление при инвертирующем включении ОУ можно считать приближенно R_ВХ ≈ R1. Выходное сопротивление

где R_ВЫХ.0 - выходное сопротивление ОУ без обратной связи.

Примечание. СопротивлениеR_C в этой схеме и далее служит для уменьшения токов смещенияI_CM в схемах на операционных усилителях.

5.4.3.2. Неинвертирующее включение ОУ

Эквивалентная схема неинвертирующего включения ОУ приведена на рис. 5.10.

В этой схеме напряжение обратной связи создается делителем R1 – R_ОС :

. Считая, что напряжение между входами ОУ близко к нулю, можно записать, что U_OC =U_{C ,} откуда коэффициент усиления по напряжению:

. (5.6)

Входное сопротивление при неинвертирующем включении ОУ велико и определяется приближенно соотношением:

. (5.7)

Выходное сопротивление гдеβ =R1/R_OC .

5.4.3.3. Дифференциальное включение ОУ

Эквивалентная схема дифференциального включения ОУ приведена на рис. 5.11. Она представляет собой сочетание инвертирующей и неинвертирующей схем включения и дает возможность получить разность двух входных сигналов с заданным коэффициентом усиления.

Для получения коэффициента усиления по напряжению данной схемы по-прежнему считаем, что разность напряжений на входах ОУ равна нулю, а токи сигналов не ответвляются на его входы. Составим систему уравнений для напряжений на инверсном и неинверсном входах:

- инверсный вход:

,откуда напряжение на инверсном входе; (5.8)

- неинверсный вход:

(5.9)

Учитывая, что для идеального ОУ напряжение между входами равно нулю, решая совместно (9.7) и (9.8) получим выражение для

выходного напряжения:

(5.10)

где n =R_OC /R_ВХ = nR/R – коэффициент усиления усилителя с обратной связью. Если сопротивления в схеме отличаются, тогда выходное напряжение может быть определено:

. (5.11)

5.4.3.4. Сумматор

По аналогии со схемами включения ОУ различают инвертирующий и неинвертирующий сумматоры. Схема инвертирующего сумматора приведена на рис. 5.12. Исходя из принципа суперпозиции, напряжение на выходе инвертирующего сумматора может быть определено соотношением:

, где K_{OC i} =R_OC /R_i – коэффициент передачиi– го входного сигнала по инвертирующему входу. В схеме неинвертирующего сумматора входные напряжения подаются на неинверсный вход, а все резисторы, за исключением сопротивления обратной связи R_OC , делают одинаковыми. Напряжение на выходе такого сумматора определяется соотношением:

5.4.3.5. Компараторы

Компаратор (от английского Compare) – это устройство, сравнивающее напряжение сигнала на одном из входов с опорным напряжением на другом входе. При использовании в качестве компаратора ОУ, на его выходе будет устанавливаться положительное или отрицательное напряжение насыщения±U_{нас .} Обычно в ОУ напряжение насыщения и напряжение питания связаны соотношением:±U_нас = ± 0,9 U_пит .Компараторы применяют во многих устройствах и схемах, например:

- в триггере Шмитта или схеме, преобразующей сигнал произвольной формы в прямоугольный или импульсный сигнал;

- в детекторе нуля – схеме, индицирующей момент и направление прохождения входного сигнала через 0 В;

- в детекторе уровня - схеме, индицирующей момент достижения входным напряжением данного уровня опорного напряжения,

- в генераторе сигналов треугольной или прямоугольной формы и т.п.

Отличительной особенностью компараторов является отсутствие ООС, т.е. коэффициент усиления по напряжению определяется собственным коэффициентом усиления К₀ОУ.

На рис. 5.13. изображена схема компаратора, чувствительная к напряжению на входе (−). В этой схеме входной сигнал подается на инверсный вход, а неинверсный вход служит для задания опорного напряжения U_оп . Поскольку в схеме компаратора задействованы оба входа, то для анализа его работы и поведения выходного напряжения следует использо-

вать третью базовую схему включения – дифференциальное включение ОУ и соотношение (5.10).

В случае когда U_оп = 0, схема компаратора работает как детектор нуля (рис.5.13.б). В том случае, когдаU_ВХ положительно (в течение первого полупериода),U_ВЫХ равняется −U_НАС , поскольку потенциал входа (+) меньше потенциала входа (−) (см. рис. 5.13. б). Во второй полупериод, когда U_ВХ отрицательно,U_ВЫХ будет равно +U_НАС , так как потенциал входа (+) больше потенциала входа (−). Таким образом,U_ВЫХ показывает, когдаU_ВХ положительно или отрицательно по отношению к нулевому опорному напряжению.

Когда U_оп > 0 схема компаратора работает как детектор уровня (рис. 5.13. в). На интервалеM–NU_ВЫХ равно −U_НАС , поскольку потенциал входа (+) меньше потенциала входа (−) (U_оп < U_ВХ ). При U_ВХ < U_оп (интервалN–K)U_ВЫХ равно +U_НАС .

Если поменять местами входы подачи входного напряжения и формирования опорного, то можно получить схему компаратора, чувствительную к напряжению на входе (+).

На практике в некоторых случаях напряжение входа может колебаться относительно опорного уровня. Такие колебания более чем вероятны из-за неизбежных наводок на провода, подходящие к входным зажимам ОУ (напряжение шумов). В этом случае напряжение U_ВЫХ будет колебаться от одного уровня насыщения к другому, что может приводить к ложным срабатываниям устройств сигнализации, измерения или исполнительных механизмов. С целью предотвращения реакции выходного напряжения на ложные пересечения опорного уровня, в компараторы вводят положительную обратную связь (ПОС). Такие компараторы носят название компараторы с ПОС или регенеративные компараторы, триггеры Шмитта. ПОС осуществляется путем подачи на неинверсный вход некоторой части выходного напряженияU_ВЫХ с помощью резистивного делителяR3 -R4 (рис. 5.14). Напряжение, формируемое резистивным делителем, будет иметь различные значения, поскольку оно зависит от знакаU_ВЫХ . Ононазывается верхним или нижним пороговым напряжением и в компараторах с ПОС устанавливается автоматически:

. (5.12)

Положительная обратная связь создает эффект спускового механизма, ускоряя переключение U_ВЫХ из одного состояния в другое. Как только

U_ВЫХ начинает изменяться, возникает регенеративная обратная связь, заставляющаяU_ВЫХ изменяться ещё быстрее. В момент времени равный нулю (рис. 5.14. а, б),U_ВХ отрицательно, поэтому выходное напряжение равно +U_НАС и на неинверсном входе будет установлен порогU_П.В. . В момент времениt1напряжение U_ВХ > +U_НАС и компаратор переключается по выходу в напряжение −U_НАС . При этом на неинверсном входе установится порогU_П.Н. . Очередное переключение компаратора произойдет в момент t2, когдаU_ВХ станет более отрицательным чем напряжение −U_НАС . Если пороговые напряжения превышают по величине амплитуду шумов, то ПОС не допустит ложных срабатываний на выходе (рис. 5.14. а, б). Диапазон напряжений −U_НАС ≤ U ≤ +U_НАС носит название «Гистерезис» или «Зона нечувствительности».

б)

Лекция 6.Генераторы гармонических колебаний. Ключевой режим работы транзисторов. Генераторы прямоугольных импульсов.

6.1. Генераторы гармонических колебаний

Генераторы гармонических колебаний – это устройства, преобразующие эергию постоянного тока в энергию электромагнитных колебаний синусоидальной формы требуемой частоты и мощности. По способу возбуждения они подразделяются на генераторы с независимым возбуждением и с самовозбуждением (автогенераторы).

Структурная схема автогенератора приведена на рис. 6.1. Она представляет усилитель, охваченный положительной обратной связью. Здесь Ќ- комплексное значение коэффициента усиления по напряжению усилителя,έ- комплексное значение коэффициента передачи четырехполюсника обратной связи (ЧОС). В качестве ЧОС используют частотно-зависимые звенья:LC- контуры в высокочастотных автогенераторах иRC-контуры в низкочастотных.

В усилителе, охваченном обратной связью, справедливы соотношения:

Ů_вх = έŮ_{вых ,} Ů_вых = ЌŮ_вх , откуда можно записать выражение для выходного сигнала :

Ů_вых =Ќ έ Ů_{вых .}(6.1)

Выражение (6.1) справедливо при условии Ќ έ = 1. (6.2)

Выполнение условия (6.2) обеспечивает в автогенераторе незатухающие колебания. С учетом модулей коэффициента усиления и коэффициента передачи обратной связи и их фазовых сдвигов можно записать:

‌

│ Ќ │е^jφ│ έ │е^jψ=Kе^jφ εе^jψ=1. (6.3)

Равенство(6.3) должно выполняться при соблюдении двух условий:

φ + ψ = 2π n(n= 0, 1, 2, 3….) (6.4),

Kε= 1. (6.5)

Условие (6.4) носит название «условие баланса фаз» и означает, что в системе действует положительная обратная связь (ПОС).

Условие (6.5) носит название «условие баланса амплитуд» и означает, что потери энергии в автогенераторе восполняются энергией от источника питания по цепи ПОС.

Появившиеся по какой либо причине на входе усилителя слабые колебания усиливаются в «К» раз и ослабляются в «ε» раз цепью ОС. Попадая вновь на вход усилителя в той же фазе, но с большей амплитудой. Далее процесс повторяется, пока на выходе не установятся колебания с постоянной амплитудой (Kε= 1).

6.2.1. RC-автогенераторы гармонических колебаний

На рис. 6.2 приведены схемы RC-автогенераторов гармонических колебаний.

RC—автогенераторы содержат активный элемент (усилитель ОЭ) и трехзвенную RC–цепочку дифференцирующего (см. рис. 6.2,а) или интегрирующего (см. рис. 6.2,б) типа, включенную в цепь ПОС усилителя. Кроме того, параллельно включенные по переменному току R1 и R2 образуют третье сопротивление трехзвенной RC-цепи дифференцирующего типа: (R1R2) / (R1 =R2) =R

Трехзвенные RC-цепи имеют амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики (АЧХ и ФЧХ), показанные на рис. 6.3. Из графиков АЧХ и ФЧХ видно, что точка перегиба (т. А) характеристик соответствует частоте ω₀и фазе ψ =180⁰ для RC-цепи дифференцирующего типа и ψ = -180⁰для RC-цепи интегрирующего типа. Точка А соответствует квазирезонансу RC-цепи, а частота квазирезонанса ω₀называется квазирезонансной частотой частотно-избирательной RC-цепи.

Каждая RC–цепочка обеспечивает сдвиг по фазе, равный 60⁰. Суммарный сдвиг трехзвенной RC–цепочки равен 180⁰. Дифференцирующая цепочка сдвигает фазу колебаний в сторону отставания, а интегрирующая — в сторону опережения.

Сам усилитель с ОЭ сдвигает выходной сигнал на 180⁰и трехзвенная RC–цепочка – тоже на 180⁰. Таким образом, на вход усилителя подается сигналв фазес выходным сигналом за счет ПОС. Этим обеспечивается условие баланса фаз.

Основные расчетные соотношения:

а) для генератора с RC–цепочкой дифференцирующего типа:

• частота генерируемых колебаний ;

• коэффициент обратной связи ε = 1/29;

• емкость конденсатора ;

б) для генератора с RC–цепочкой интегрирующего типа:

• частота генерируемых колебаний ;

• коэффициент обратной связи ε = 1/29;

• емкость конденсатора .

6.2.2. RC-автогенераторы на операционном усилителе

А). RC-автогенераторы с поворотом фазы в цепи обратной связи

В RC-генераторах, изображенных на рис. 6.4, трехзвенная фазовращательная RC-цепь дифференцирующего или интегрирующего типа включена между инвертирующим входом и выходом ОУ. Резистор R, включенный в цепь ООС (см. рис. 6.4,а), выполняет две функции: элемента звена RC-цепи и элемента в цепи ООС для повышения стабильности. Аналогичную задачу выполняет конденсатор С в схеме генератора на рис. 6.4,б. На частоте квазирезонанса ω₀трехзвенные RC-цепочки сдвигают фазу на ±π, и инвертирующий ОУ сдвигает фазу на π.

Основные расчетные соотношения те же, что и в транзисторных RC-автогенераторах

Б). RC-автогенератор без поворота фазы в цепи обратной связи

В этом генераторе, представленном на рис. 6.5, использована ПОС на вход ОУ через мост Вина. Мост Вина состоит из последовательного и параллельного RC-звеньев, которые имеют наибольший коэффициент передачи на квазирезонансной частоте ω₀(см. рис. 6.5,б). При этом фазовый сдвиг равен 0 (см. рис. 6.5,в). Для обеспечения баланса

фаз выход моста Вина связан с неинвертирующим входом ОУ. Элементы ООС R1, R2 повышают стабильность генератора. Переменный резистор R1 изменяет глубину ООС.

Основные расчетные соотношения для данной схемы:

f_G= 1/ 2πRC;ε₀ = 1/3; С = 1 / 2πRf.

6.3. Ключевой режим работы транзистора

Схема электронного ключа на биполярном транзисторе приведена на рис. 6.6. Транзисторный ключ по схеме с общим эмиттером в статическом режиме имеет два стационарных состояния. Транзистор заперт и рабочая точка «В» находится в области отсечки –

области II, ограниченной сверху ВАХ, соответствующей I_б= - I_к0. Оба p-n-перехода закрыты. Ток в транзисторе отсутствует, потенциал коллектора (U_{КЭ отс}) близок к величине Е_к. Условие отсечки транзистораU_ВХ =U_БЭ ≤ 0.

Транзистор открыт и рабочая точка «А» находится в области насыщения – области I, ограниченной справа линией, из которой выходят статические ВАХ. Оба p-n-перехода транзистора открыты. Через транзистор течет максимальный ток – коллекторный ток насыщения I_{к нас}. Напряжение на коллекторе близко к нулю. Условие насыщения транзистораU_ВХ =U_БЭ> 0,U_КЭ> 0.

Для расчета танзисторных ключей часто используют токовый критерий условия насыщения:

I_Б ≥I_{К Н} /β =I_{Б Н} , гдеI_{Б Н}иI_{К Н} – ток базы и ток коллектора на границе насыщения.

В режиме насыщения транзистор можно рассматривать как эквипотенциальную точку – точку с единым потенциалом всех электродов. В этом случае ток коллектора в режиме насыщения можно определить как I_{К Н}≈ Е_К /R_K, ток базыI_{Б Н}≈I_{К Н} / β ≈ Е_К /βR_K. Тогда при заданном значении входного напряжения сопротивление в базовой цепи:

R_Б =U_ВХ /I_{Б Н} = (U_ВХ βR_K ) / Е_К. (6.6)

6.4. Параметры одиночного прямоугольного импульса и импульсной последовательности

Рассмотрим основные параметры одиночного импульса. Реальный одиночный импульс напряжения прямоугольной формы, формируемый ключевым полупроводниковым устройством, показан на рис. 6.7.

Параметрами импульса являются: амплитуда U_{m ,} длительностьt_и , определяемая на уровне 0,1U_m или на уровне, соответствующем половине амплитуды (активная длительность), длительности переднего фронтаt_ф, длительность срезаt_с (заднего фронта) и спад вершины импульса ∆U.

Параметрами последовательности импульсов (рис. 6.8) являются: амплитуда импульса U_m, период повторения Т, частота повторения

f= 1 /T, длительность импульсаt _и , длительность паузы импульсаt _п , коэффициент заполнения γ =t _и /Tи величина, обратная коэффициенту заполнения, называемая скважностью q = 1/ γ =T/t_и .

6.5. Генераторы прямоугольных импульсов (мультивибраторы)

Для генерирования периодической последовательности импульсов напряжения прямоугольной формы с требуемыми параметрами используются генераторы, называемые мультивибраторами. Мультивибраторы относятся к классу устройств импульсной техники, предназначенных. Как и в любых генерирующих устройствах, предназначенных для формирования импульсов, в их схеме ключевой элемент (транзистор, операционный усилитель) охватывается положительной обратной связью при помощи RC-цепей, обеспечивающих релаксационный процесс. Релаксационные устройства работают в двух режимах: автоколебательном и ждущем. В ждущем режиме на каждый входной сигнал формируется один выходной импульс или пачка таких импульсов. В автоколебательном режиме генераторы формируют непрерывную последовательность импульсов. Такие генераторы применяются в цифровой технике в качестве задающих генераторов и делителей частоты.

Существует большое разнообразие методов построения схем мультивибраторов. Наибольшее распространение получили схемы мультивибраторов на операционных усилителях (ОУ). Возможность создания мультивибратора на ОУ основывается на использовании ОУ в качестве порогового элемента (компаратора). Схема симметричного мультивибратора на ОУ (t_И1 =t_И2) приведена на рис. 6.9 . Рассмотрим работу мультивибратора с учетом временной диаграммы его работы (рис. 6.10).

Допустим, что до момента времени t1 напряжение между входами ОУu _Д > 0. Это определяет напряжение на выходеu _ВЫХ =U⁻ _НАСи на его неинверсном входеu⁺ = − γU⁻_НАС , где γ =R3 /(R3 +R5) - коэффициент передачи цепи положительной обратной связи. Наличие на выходе напряжения −U _НАС обуславливает процесс заряда конденсатора С2 через резисторR4 с полярностью, указанной на рис. 6.9 без скобок. В момент времениt1 экспоненциально изменяющееся напряжение на инверсном входе ОУ (рис. 6.10., в) достигает напряжения на инверсном входе − γU⁻_НАС. Напряжение между входами ОУu _Д становится равным нулю, что вызывает изменение полярности напряжения на выходе:u _ВЫХ =U⁺ _НАС (рис. 6.10, а). Напряжение на неинверсном входеu⁺ изменяет знак и становится равным γU⁺_НАС (рис. 6.10, б), что соответствует напряжению между входами ОУu _Д < 0 иu _ВЫХ =U⁺ _НАС. С момента времениt₁ начинается перезаряд конденсатора от уровня

− γ U⁻_НАС .

Конденсатор стремится перезарядиться в цепи с резистором R4 до уровняU⁺ _НАС с полярностью напряжения, указанной в скобках (рис. 6.9). В момент времениt2 напряжение на конденсаторе достигает значения γU⁺_НАС. Напряжениеu _Д становится равным нулю. Это вызывает переключение ОУ в противоположное состояние (рис. 6.10, а – в). Далее процессы в схеме протекают аналогично.

Период следования импульсов симметричного мультивибратора

Т = t_И1 +t_И2 = 2t_{И .} (6.7)

Частота следования импульсов

f= 1 /T= 1 / 2t_{И .} (6.8)

Время t_И можно определить по длительности интервалаt_И1 (рис. 6.10, а), который характеризует перезаряд конденсатора С2 в цепи с резисторомR4 и напряжениемU⁺ _НАС от уровня − γU⁻_НАСдо γU⁺_НАС (рис. 6.10, в).

Процесс перезаряда описывается известным соотношением:

, (6.9)

где ,,.

Отсюда

. (6.10)

Если в выражении (6.10) положить , можно определить времяt_И :

. (6.11)

Считая, что для ОУ , соотношения (6.11), (6.7) и (6.8) можно привести к виду:

, (6.12)

, (6.13)

. (6.14)

Внесимметричном мультивибратореt_И1 ≠t_И2 . Для этого необходимо, чтобы постоянные времени времязадающих цепей мультивибратора по полупериодам были неодинаковые. Это достигается включением в цепь обратной связи вместо резистораR4 двух параллельных ветвей, состоящих из резистора и диода (рис. 6.11).

Диод VD2 открыт при положительной полярности выходного напряжения, а диодVD1 – при отрицательной. Поэтому в первом случае τ₁ = С2R^״ 4, а во втором τ₂ = С2R^׳4. Длительности импульсов t_И1 иt_И2 несимметричного мультивибратора рассчитывают по соотношению (6.11), а частоту по формулеf= 1/T= 1/ (t _И1 +t _И2).

Для определения энергетических свойств импульсных устройств и энергетического воздействия импульса на нагрузку, вводят понятие среднего значения импульса за период (постоянной составляющей импульса). Для прямоугольной последовательности импульсов при активной нагрузке среднее значение напряжения и тока за период определяется соотношениями:

, .

Действующее значение напряжения и тока за период определяется соотношениями:

,

6.6. Силовые транзисторные ключи MOSFET и IGBT

Предназначены для коммутации больших токов (MOSFET– десятки ампер,IGBТ -

сотни и тысячи ампер) при рабочих напряжениях в сотни вольт. Используются в различных типах преобразователях напряжения (DC–DC,DC–AC), преобразователях частоты для управления электроприводом и т.д.

Принцип действия MOSFETпримерно такой же, как и у маломощных полевых транзисторов с изолированным затвором с индуцированным каналом проводимости. На рис 6.12. показана вертикальная структураn-канальногоMOSFET. Такая структура выполняется методом двойной диффузии, которая состоит в следующем: на подложкеn⁺ - типа с введенным эпитаксиальным слоем проводят первую диффузию (бор – примесь р –типа). Далее диффузией донорной примеси (фосфор) создают исток с высокой концентрацией носителейn⁺ - типа. Контакт стока расположен внизу. Такая структура позволяет создать максимальную площадь контактов стока и истока в целях снижения сопротивления выводов. Поликремниевый электрод затвора изолирован от металла истока слоем

SiO₂ . Канал в мощном транзисторе формируется на поверхности р-областей снизу от оксида затвора, причем р-области соединены с истоком.

Слаболегированная область n^– - типа (ее часто называют областью дрейфа) позволяет прибору выдерживать высокое напряжение при его выключении.

Так как MOSFET– это транзистор, работающий на основных носителях заряда, в нем не накапливаются избыточные носители, которые определяют динамику биполярного транзистора. Динамика определяется только окисным слоем затвора, а также двумя емкостями: входной затвор-исток С_ЗИ и выходной сток-исток С_СИ .

Отличительной особенностьюMOSFETс вертикальной структурой является наличие обратно включенного паразитного диода между стоком и истоком. Его появление обусловлено подключением р-областей транзистора к металлическому выводу и стока. На внутреннем диоде нет большого прямого падения напряжения, так как сопротивление области дрейфа мало благодаря значительной площади. Частотные свойства этого диода не высокие – время запирания составляет порядка 100 нс. Этот диод играет важную роль при работе транзистора на индуктивную нагрузку, коммутируя через себя противо-эдс, возникающую на индуктивностях.

Современные преобразовательные устройства требуют открывать и запирать транзистор с высокой частотой – сотни кГц и даже единицы МГц. Сопротивление между затвором и истоком у MOSFETсоставляет десятки мегаом, однако оно шунтирукется входной емкостью С_ЗИ , которая заметно влияет на построение схемы управления транзистором. При высокой скорости переключения транзистора емкость С_ЗИсильно нагружает схему его управления.MOSFETимеет характеристику, называемую характеристикой прямой передачи (рис. 6.13).

Ток стока равен нулю до напряжения, называемого пороговым (U_пор), а затем нарастает при увеличении напряжения (U_зи). Изготовители определяютU_пор как напряжение, при котором ток стока достигает определенной величины, например 1 мА. Для достижения тока стокаI_{с 1}необходимо зарядить емкость до напряженияU_зи1.То есть, время заряда входной емкости, а следовательно и время включения транзистора, будет определяться током, формируемым схемой управления.

Проведем расчет требуемого тока от схемы управления при переключении MOSFET. Пусть С_ЗИ = 4 нФ,U_{зи 1} = 12 В, а время заряда входной емкости должно составлять 40 нс.

Из известного соотношения для емкости

i_c =C(du_c /dt)

определим: I_з =C_зи U_{зи 1}/t_вкл = 4 ·10^-9 ·12 / 40 ·10^-9 = 1,2A.

Таким образом, для переключения MOSFETза заданное время, логическая схема управления должна обеспечивать значительный ток. В современной технике для управления мощнымиMOSFETприменяют специализированные контроллеры (драйверы), которые могут непосредственно подавать напряжение на затвор с амплитудой порядка 12 -15 В и током в импульсе 1,5 -3 А, обеспечивая большой ток заряда входной емкости.

IGBT(IsolatedGateBipolarTransistor) – биполярный транзистор с изолированным затвором. Находят применение во многих высоковольтных и высокоамперных применениях: приводы, инверторы, устройства бесперебойного питания и т.д. Вертикальная структураIGBTприведена на рис 6.14, а. В биполярном транзисторе с изолированным затвором соединены в одном кристалле по схеме составного мощный биполярный транзистор р-n-pструктуры и управляющийMOSFET. Основой структуры является сильно легированный кремний р-типа. Между базой и коллектором биполярного транзистора (БТ) подключаетсяMOSFET. На самом деле в структуреIGBTможно выделить два БТ:VT2 – со структурой р⁺-n^- - р^-иVT1 – со структуройn⁺- р^--n^-(рис. 6.15). Работой этих транзисторов и управляетMOSFET. Для схемы рис. 6.15. справедливы соотношения:

i_{k 2}=β₂ i_э2;i_{k 1}=β₁ i_э1;i_э =i_{k 1} +i_{k 2} +i_c .

То есть, ток стока полевого транзистора i_c=i_э (1 – β₁ – β₂) или через крутизнуS= ∂I_c/ ∂U_зи

Ток силовой части IGBT:

i_k ≈i_э= (SU_ЗЭ ) / (1 – β₁ – β₂) =S_ЭКВ U_ЗИ, гдеS_ЭКВ=S/ (1 – β₁ – β₂) – эквивалентная крутизнаIGBT. При β₁ + β₂ = 1S_ЭКВ IGBTзначительно превышает крутизнуSMOSFET.

Быстродействие IGBTзначительно меньше быстродействияMOSFET(десятки килогерц). Время включенияIGBTпримерно такое же, как аналогичный параметр БТ (приблизительно 80 нс), а время выключения намного больше. Это определяется тем, что вIGBTнет возможности ускорить процесс выключения созданием отрицательного базового тока ( в его базовую цепь включенMOSFET, который закрывается значительно быстрее). На

рис 6.16. показан процесс выключения IGBTпри активно-индуктивном характере нагрузки. В начале коллекторный ток снижается быстро, а затем медленно тянется к нулю. Начальный этап соответствует той части тока устройства, которая идет черезMOSFET. Тянущаяся хвостовая часть (токовый хвост), фактически является током БТ при оборванной базе