Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Цифровые модуляторы для систем управления электроприводов. Учебное пособие по дисциплине «Системы управления электроприводов»
.pdf
41 42
Прямоугольные импульсы с генератора 1 поступают также на счетный вход счет-
1
2
0
2
n
t
f
1
2
U
m
n
N
f
N
111
f
f
N
1
0
111
2
2
f
n
fN
f
U
N
чика 6. Поэтому на выходе переноса счетчика 6 через промежуток времени
,
после начальной установки появляется отрицательный импульс (рис. 2.12 в), который, пройдя через элемент 16 И, поступает на вход сброса триггера 10 и возвращает его в исходное состояние. Отрицательный импульс с выхода счетчика 6
через элемент 16 И стробирует счетчики 4, 5 и 6 и через инвертор 15 – триггер 8,
после чего процесс формирования выходных сигналов счетчиков 5 и 6 и триггера
10 повторяется. В результате на выходе триггера 10 (рис. 2.12 б) формируется
сигнал со скважностью
.
Одновременно с работой названных выше элементов сигнал
с выхода
регистра 33 поступает на вход сумматора 31 и суммируется с сигналом на выходе
регистра 35. В первоначальный момент времени на выходе регистра 35 находится
нулевой сигнал. По приходу импульса с генератора 2 в регистр 35 записывается
сигнал с выхода сумматора 31 и далее процесс повторяется. В результате происходит нарастание сигнала на выходе сумматора 31 и регистра 35. Вследствие этого на старшем разряде выхода регистра 35 появляется сигнал высокого уровня с
частотой
ности сумматора 31 и регистра 25 линейно зависит от величины
, которая (как и в предыдущем случае) при наличии двойной разряд-
входного
сигнала:
.
Наряду с этим входной сигнал
поступает на вход сумматора 32 со сдви-
гом вправо на k разрядов и суммируется с сигналом на выходе регистра 36. В
первоначальный момент времени на выходе регистра 36 находится нулевой сигнал. По приходу импульса со старшего разряда регистра 35 в регистр 36 записывается сигнал с выхода сумматора 32 и далее процесс повторяется. В результате
43
на выходе регистра 36 происходит линейное нарастание сигнала. Этот сигнал за-
3
t
U
N
3
2
d
t
t
1
id
1
11
2
k
f
f
писывается при стробировании в счетчик 4, на выходе переноса которого появляется отрицательный импульс через интервал времени
, зависящий от величины
сигнала на входе счетчика 4. Этот отрицательный импульс поступает на вход установки триггера 9, на выходе которого появляется сигнал высокого уровня. По
приходу на вход сброса триггера 9 отрицательного импульса с выхода элемента
16 И на выходе триггера 9 устанавливается сигнал низкого уровня. И далее процесс повторяется. В результате на прямом выходе триггера 9 формируется сигнал
переменной скважности (при неизменном сигнале
на входе цифрового моду-
лятора)
,
и при положительном знаке входного сигнала эта скважность линейно возрастает
(рис. 2.12 г). На инверсном выходе триггера 9 также формируется сигнал переменной скважности
.
Импульсы со старшего разряда выхода регистра 35 поступают на вход счетчика 3, имеющего k двоичных разрядов. На выходе переноса счетчика 3 появляются импульсы с частотой
.
Эти импульсы поступают на вход формирователя 28 импульсов и далее на формирователь 29 импульсов. Отрицательный импульс с выхода формирователя 29,
пройдя через элемент 17 И, сбрасывает выходной сигнал регистра 36 на ноль. Затем процесс формирования линейно изменяющегося сигнала на выходе регистра
36 и переменной скважности на выходах триггера 9 повторяется.
Импульсы с формирователя 28 в зависимости от знака входного сигнала поступают либо на вход прямого счета, либо на вход обратного счета двоичношестеричного счетчика 37. При этом на первом, втором и третьем выходах названного счетчика формируются периодические сигналы (рис. 2.12 д, е, ж, соот-
44
ветственно), при чем частота
1
f
11
1
6
f
f
1
f
f
N
m
d
i
U
N
U
B
U
C
t
t
t
U
A
2
tr
d
m
U
U
2
d
U
появления одного и того же кодового сочетания
на этих выходах
.
В зависимости от кодового сочетания сигналов выходов двоичношестеричного счетчика 37 и сигналов с триггеров 9 и 10 дешифраторы 25, 26 и 27
через элементы 18, 19, 20, 21, 22 и 23 И-НЕ подают частотно-широтномодулированный сигнал на выходные шины 39, 40, 41, 42, 43 и 44 (рис. 2.12 з, и,
к, л, м, н) цифрового модулятора. При этом частота
тающих выходов меняется в функции сигнала
няются в функции входного сигнала
, а форма фазных напряжений (с учетом
, скважности
смены сочетаний рабо-
,
и
изме-
усреднения широтно-модулированного сигнала) принимает вид, изображенный на
рис. 2.13.
Рисунок 2.13 – Трехфазная система фазных напряжений на выходе частотного
преобразователя в случае применения рассматриваемого цифрового модулятора
45
Сигнал с выхода формирователя 29 импульсов используется также для бло-
VT1
VT4
VT2
VT3
VT5 C B
A
M
Драй-
веры
Схема
выбора
транзис-
торов
ШИМ 2
ШИМ 1
Интегра-
тор
U
N
Двоично-
шестеричный
счетчик
+
–
Преобра-
зователь
код -
частота
Делитель
частоты
f
N
d
i
m
111
f
11
f
d
U
кировки дешифраторов 25 и 26, что позволяет организовать раздвижки фронтов
при смене кодовой комбинации на выходе двоично-шестеричного 37.
Частота генератора 1 прямоугольных импульсов определяет частоту широтно-импульсной модуляции. Частота генератора 2 задает максимальное значение
частоты напряжения на выходе силового преобразователя. Наличие двух входных
шин 45 и 46 позволяет формировать любой закон регулирования напряжения в
функции частоты.
Рассматриваемый цифровой модулятор для преобразователя частоты позволяет формировать различные законы регулирования напряжения в функции частоты и обеспечить возможность независимого регулирования максимальной частоты напряжения и широтно-импульсной модуляции.
Упрощенно функциональную схему такого преобразователя частоты в режиме скалярного управления асинхронным двигателем М можно представить
следующим образом (рис. 2.14).
Рисунок 2.14 – Упрощенная функциональная схема частотного
преобразователя с трапецеидальной формой фазного напряжения
46
Она содержит преобразователь код – частота, делитель частоты, двоично-
111 1
6f vf
2
k
v
1
f
f
N
U
N
1
U
d
1
id
11 1
6ff
11
f
d
U
N
m
1
f
шестеричный счетчик, интегратор, два широтно-импульсных модулятора ШИМ1
и ШИМ2, схему выбора транзистора, драйверы управления процессами включения и выключения силовых транзисторов VT1 – VT6 частотного преобразователя.
Преобразователь код – частота представляет собой логическую схему, на
выходе которой формируется частота
,
где
выходе преобразователя, задаваемая цифровым кодом
– коэффициент деления делителя частоты;
– требуемая частота на
.
Эта частота определяет постоянную времени интегратора, на вход которого подается цифровой код
ного напряжения
, пропорциональный требуемой величине амплитуды фаз-
. На выходе интегратора формируется линейно-нарастающий
цифровой код, который подается на вход ШИМ1. При этом на выходах первого
широтно-импульсного модулятора получаются сигналы переменной скважности:
– на прямом,
– на инверсном.
Делитель частоты формирует на своем выходе сигнал частотой
,
который подается на вход сброса интегратора и на вход двоично-шестеричного
счетчика.
процесс формирования линейно-нарастающей скважности
модулятора ШИМ2, который формирует скважность
тудное значение фазного напряжения на статорных обмотках асинхронного двигателя М.
ичный код (в десятичной интерпретации от 0 до 5), частота повторения которого
равна
В результате выходной сигнал интегратора обнуляется с частотой
, и
повторяется.
Цифровой код
подается также на вход второго широтно-импульсного
, определяющий ампли-
На выходе двоично-шестеричного счетчика формируется переменный дво-
. Этот код управляет схемой выбора транзисторов, через драйверы от-
47
крывающей и закрывающей силовые транзисторы VT1 – VT6 трехфазного моста.
ωt,
рад
0 –
3
3
–
2
3
2
3
–
–
4
3
4
3
–
5
3
5
3
–
Режим
VT1
d
m
i
Выкл.
Выкл.
Выкл.
Режим
VT2
Выкл.
Выкл.
d
m
i
Выкл.
Режим
VT3
i
Выкл.
Выкл.
Выкл.
d
m
Режим
VT4
Выкл.
Выкл.
Выкл.
d
m
i
Режим
VT5
m
i
Выкл.
Выкл.
Выкл.
d
Режим
VT6
Выкл.
d
m
i
Выкл.
Выкл.
3
1
2 f
d
i
m
U
N
f
N
Алгоритм работы схемы выбора транзисторов можно представить таблицей режима функционирования силовых ключей (табл. 3).
Таблица 3
Алгоритм работы схемы выбора силовых транзисторов
Период синусоиды разделен на 6 частей, длительностью
, причем
, и для каждого транзистора определен алгоритм работы, то есть указано с
какой скважностью на данном участке он должен коммутироваться (
,
или
) или должен быть выключен. В результате реализации этого алгоритма на ста-
торных обмотках асинхронного двигателя формируется трехфазная система фазных напряжений, которые с учетом усреднения широтно-модулированного сигнала имеют трапецеидальный вид (см. рис. 2.13). Следует отметить, что на рисунке
2.13 представлены графики для случая максимальной амплитуды напряжения и в
предположении, что индуктивность обмоток стремится к нулю.
При скалярном частотном управлении зависимость между
и
опре-
деляется в основном режимом работы электропривода. Для векторного управления асинхронным или синхронным двигателем может быть применена другая мо-
48
дификация частотного преобразователя с трапецеидальной формой фазного на-
0
d
пряжения [9].
Анализ таблицы 1 показывает, что на каждом периоде широтно-импульсной
модуляции работают три транзистора, и это является одним из достоинств частотного преобразователя, формирующего трапецеидальную форму фазного напряжения. Действительно, в случае использования векторного модулятора за период переключаются четыре транзистора, при традиционной синусоидальной модуляции – шесть [1]. Следовательно, коммутационные потери в рассматриваемом
частотном преобразователе как минимум на 25 % меньше, чем в устройствах с
векторной модуляцией, и вдвое ниже по сравнению с синусоидальной модуляцией.
Другое преимущество частотного преобразователя, приведенного на рисунке 2.14, заключается в том, что в нем нет необходимости применения так называемой раздвижки фронтов («мертвого» времени) между сигналами выключения
и включения транзисторов одного полумоста. Это объясняется тем, что переключение транзисторов каждой полумоста происходит в момент прохождения фазного напряжения через ноль, когда
. В крайнем случае, при большой инерци-
онности силовых ключей «мертвое» время можно вводить для каждого полумоста
всего два раза за период синусоиды.
Еще одно достоинство рассматриваемого частотного преобразователя определяется исключительной простотой технической реализации. Действительно, в
цифровом модуляторе, формирующем трапецеидальную форму фазных напряжений, не надо производить никаких вычислений, и он может быть реализован на
ПЛИС.
2.5 Анализ качества выходного напряжения частотного преобразователя
с трапецеидальной формой фазного напряжения
Упрощение технической реализации цифрового модулятора для частотного
преобразователя с трапецеидальной формой выходного фазного напряжения при-
49
водит к появлению ряда недостатков. Во-первых, следует отметить, что трапецеи-
2
2
2
33
2
2
0
33
2
2 2 2
3 2 3
33
22
22
2 2 2
0
3 3 3 3
2
3
13
3
1
3 9 3
1
9
tr
tr tr
m
rms m m
tr tr tr
m m m
tr tr
mm
U
U d U d U d
U U U
UU
tr
m
U
5
3
tr tr
rms m
UU
2
tr
d
m
U
U
191,93
tr
rms
U
дальная трехфазная система вызывает неравномерность вращения вектора напряжения и, как следствие, вектора тока в асинхронном двигателе. Максимальная погрешность скорости вращения вектора напряжения равна 12,17 % [20]. Наблюдается также вариация модуля этого вектора, которая составляет 7,18 % от среднего
значения [20]. Тем не менее, следует обратить внимание на тот парадокс, что минимуму модуля вектора напряжения соответствует максимальная мгновенная
скорость вращения. Отсюда вытекает, что при максимальной скорости будет минимальный динамический момент электродвигателя, и оба фактора нестабильности будут компенсировать друг друга с точки зрения стабилизации скорости вращения ротора. Кроме того, инерционность ротора и применение замкнутой системы управления асинхронным электродвигателем также будут сглаживать неравномерность вращения.
Определим действующее, то есть среднеквадратичное, значение фазного
напряжения, представленного на рис. 2.13 [17].
где
– амплитуда трапецеидального напряжения.
После несложных преобразований в (2.5) получим
.
, (2.5)
Поскольку максимальная величина
преобразователя к трехфазной сети с линейным напряжением 380 В максимальное
действующее значение фазного напряжение составит
, то при подключении частотного
В.
50
Следовательно, второй недостаток заключается в относительно малом дей-
A
U
x
tr
m
U
23
3
0
()fx
1 2 3
( ) ( ) ( ) ( )f x f x f x f x
()fx
1
3
()
tr
m
U
f x x
03x
2
()
tr
m
f x U
2
33
x
ствующем значении напряжения. Этот показатель меньше, чем в инверторах с
векторными модуляторами и с -коммутацией транзисторов, но больше, чем в
частотных преобразователях с синусоидальной модуляцией [1, 3].
Можно выделить и третий недостаток – несинусоидальность выходного напряжения частотного преобразователя приводит к появлению высших гармонических составляющих.
Определим коэффициенты ряда Фурье для трапецеидального фазного напряжения. Поскольку функция, представленная на рис.2.13, является нечетной, то
искомые коэффициенты будут определяться формулами (2.2) и находятся из разложения в ряд Фурье функции, приведенной на рис. 2.15 [21].
Рисунок 2.15 – Функция, которую необходимо разложить в ряд Фурье,
определенная на половине периода
Эту функцию можно представить в виде суммы трех составляющих (рис.
2.16)
Первая составляющая функции
Вторая составляющая равна
.
описывается формулой
, при
, при
,
.
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]