Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Расчет и проектирование цифровых радиоприемных устройств. Учебное пособие
.pdf
71
Параметры
WCDMA
WLAN
Диапазон частот
МАКСМИН
ff ...
, МГц
2010…2025
2400…2485
Полоса частот
C
f
, МГц
3,84
20
Шаг сетки частот f, МГц
5
5; 25
Чувствительность, дБм
–117
–76
Максимальный уровень мощности на входе, дБм
–25
–10
Избирательность по соседнему каналу, дБ
33
35
СМ1
ОГ
G
- Q
Выходные
буферы
Выходные
буферы
+Q
четный
нечетный
к АЦП
к АЦП
ФНЧ I1
ФНЧ I2
ФНЧ Q1
ФНЧ Q2
Вход
Рис. 3.12. Реализация DDC-фильтров в устройстве понижающего
преобразователя
Таким образом, осуществляющие радиочастотную дискретизацию
смесители, объединенные со схемой дискретной децимации и фильтрации, являются перспективной альтернативой традиционному приемнику
прямого преобразования. Такие схемы легко сделать перестраиваемыми
для работы на различных частотах.
Пример 3. Расчет бюджета параметров приемника беспроводной
информационной системы. Рассмотрим проектирование бюджета пара-
метров многостандартного приемника WCDMA/WLAN. Основные радиочастотные характеристики этих двух стандартов представлены в
табл. 3.2.
Таблица 3.2
Архитектура с нулевой ПЧ является одной из наиболее часто используемых для многостандартных приемников. Тем не менее, возможность поиска ПЧ, отличных от нуля, позволяет в ряде случаев найти
лучшее решение. Выбор гетеродина, настроенного выше частоты сигна-
72
П
f
П
2 f
2n
2
843
2
5
2010
22
С
МИН1
,
f
f
ff
422014582010 ,...,
ПЧ
f
ПЧ1
fnf
121004220145820102 ,,...,
723928043921 ,...,
ла, дает рекомендуемый диапазон ПЧ для WCDMA 24,02…500 МГц, а
для WLAN 40…2000 МГц. Некоторые из часто используемых частот
этого диапазона, 140, 190 и 380 МГц, широко распространены в ВЧ и
СВЧ широкодиапазонных приемниках. Более того, в режиме WCDMA
для ПЧ 44,3 МГц полоса пропускания фильтра ПЧ принимает значения в
диапазоне 3,84…5 МГц. Для более высоких ПЧ, таких как 417,6 МГц,
относительная ширина полосы меньше и равна 4,2…5 МГц.
Расчет интермодуляционных и гармонических продуктов, попадающих в полосу полезного сигнала, для различных ПЧ показывает, что
при заданной мощности входных сигналов продукты искажений имеют
тем большую мощность, чем меньше их порядок. Следовательно, компоненты искажений меньшего порядка, в общем случае, более вредны
для системы. Однако порядок искажений не является единственным
важным фактором. Влияние продуктов искажений как четных, так и нечетных порядков во многом зависит от архитектуры приемника.
Проведем расчет для WCDMA с использованием ПЧ 100 МГц. Для
самой широкой полосы РЧ тракта, что является наихудшим вариантом с
точки зрения помеховой обстановки, расположенный слева от рабочего
диапазона частот сигнала диапазон внеполосных помех равен
=
=1919,9…2010 МГц. Диапазон, соответствующий удвоенной частоте
таких помех, равен
=3839,8…4020 МГц. Для
и частоты пер-
вого канала полезного сигнала
ных продуктов, порождаемый комбинацией
этом диапазоне, перекрывает полосу
нала равна 2-й гармонике помех, то соответствующий диапазон помех
равен 1960,52…1964,36 МГц и расположен в полосе пропускания РЧ
фильтра. Таким образом, если помеха находится в этом диапазоне, интермодуляционный продукт 4-го порядка между первым каналом сигнала и помехой попадает в диапазон ПЧ, равной 100,12 МГц.
ров радиоприемника. Рассмотрим архитектуру приемника с нулевой ПЧ,
поскольку она является одной из наиболее предпочтительных для многостандартных систем. Спецификации стандартов по РЧ, приведенные в
табл. 3.2, пересчитываются в характеристики радиоприемника, приведенные в табл. 3.3.
МГц,
= 100,12 МГц один из интермодуляцион-
, расположенной в
МГц, Если считать, что комбинационная частота сиг-
После определения частотного плана определим бюджет парамет-
Распределение усиления, коэффициента шума, характеристик ли-
73
Параметры
WCDMA
WLAN
Коэффициент шума, дБ
9
11
Входная точка пересечения 3-го порядка, дБм
–17
–5
Входная точка пересечения 2-го порядка, дБм
14
23
Спектральная плотность фазового шума,
дБн/Гц (при расстройке частоты, МГц)
–120 (5)
–126 (10)
–139 (15)
–137 (20)
–123 (5)
φ
G
МШУ
ПФ
АЦП
АЦП
ФНЧ
УНЧ
ФНЧ
УНЧ
РЧ
ГУН
90°
0°
Q
СМ1
СМ2
нейности и фильтрации должны удовлетворять требованиям к радиоприемнику с нулевой ПЧ. Эти параметры перестраиваются для того,
чтобы согласовать коэффициент шума и характеристики линейности с
требованиями стандарта, динамический диапазон АЦП – с установленным пользователем, а разделение на аналоговую и цифровую части получается как результат всего этого. В результате проектирования требуется обеспечить параметры ЦРПУ, указанные в табл. 3.3, с максимальным динамическим диапазоном 60 дБ для WCDMA и 40 дБ для WLAN.
Таблица 3.3
Рис. 3.13. Архитектура приемника с нулевой ПЧ
В процессе проектирования необходимо контролировать итоговое
распределение уровней сигнала по блокам приемника, максимальный и
минимальный уровни полезных входных сигналов, соседних каналов,
внеполосных помех и шума. Перераспределение характеристик блоков,
выполняемое при оптимизации бюджета параметров, приводит к изменению параметров всех сигналов и производится пока не будут достигнуты требуемые значения этих параметров. Проведение оптимизации с
учетом требований двух заданных стандартов WCDMA и WLAN упрощает в дальнейшем техническую реализацию аппаратной части блоков
радиоприемника.
74
2Д25 CICCICCIC
Kff /
2CIC
f
Д
f
2Д CIC
K
СМ1
Квадратурный
генератор
СМ2
CIC
фильтры
FIR
фильтр
ВЫХОД
Система управления
и синхронизации
0
⁰
Действит./комплексн.
сигнал
90
⁰
I Q Q Q I
I
Послед./ паралл.
выходы
3.6. Разработка цифровых фильтров для понижающего
преобразователя
В цифровом радиоприемнике выход АЦП подключен к системе,
состоящей из цифрового преобразователя частоты и цифровых фильтров, называемой понижающим преобразователем (DDC – Digital Down
Converter). Типовой DDC состоит из цифрового генератора квадратурных гармонических колебаний, квадратурных смесителей, системы
цифровых фильтров: CIC-фильтра (Сascaded Integrated Combination)
второго порядка, CIC-фильтра пятого порядка и RCF (RAM Coefficient
Filter) – фильтра с конечной импульсной характеристикой (FIR-Finite
Impulse Response). Техническая реализация DDC представляет собой
специализированную ИМС или ПЛИС. Проведем выбор структуры
(рис.3.14) и расчет коэффициентов цифровых фильтров, применяемых в
DCC, на примере DDC AD6620, используя методику [23].
каскадное исполнение каждого фильтра. Фильтр CIC2 представляет собой децимационный фильтр второго порядка с фиксированным коэффициентом, характеристики которого определяются выбором уровня децимации. Частота отсчетов сигнала на выходе CIC2 и, следовательно, на
входе CIC5 равна
где
частоте отсчетов
фильтра CIC2.
Рис. 3.14. Структурная схема понижающего преобразователя
При проектировании фильтров для DDC необходимо учитывать
,
– частота отсчетов на входе фильтра CIC2, что соответствует
на выходе АЦП;
– коэффициент децимации
При децимации происходит не только уменьшение частоты отсче-
75
12
2ВХ
2
2Д22
CICCICCIC
UKS logint
2CIC
S
2ВХCIC
U
2ВХ
2
2
2Д
2ВЫХ
2
2
CIC
S
CIC
CIC
U
K
U
CIC
2CIC
S
2
12
1
1
2
1
2Д
2
z
z
zH
CIC
CIC
K
S
2
2
2
2Д
2
2
2
1
CIC
CIC
CIC
S
f
f
f
fK
fH
CIC
sin
sin
%,%% 070100
10000
7
100
Δ
Δ
2
CIC
f
f
f
тов, но и изменение, как правило, увеличение амплитуды отсчетов. Для
обеспечения отсутствия переполнения разрядной сетки на выходе цифрового фильтра CIC2 необходимо выполнение условия
,
где
– коэффициент масштаба;
– уровень входного сигна-
ла. При этом уровень выходного сигнала определяется выражением:
. Для получения максимального динамическо-
го диапазона коэффициент масштаба
должен быть минимальным.
Частотная характеристика фильтра CIC2 задается в комплексной и
частотной областях следующими уравнениями:
,
.
Рассмотрим пример расчета коэффициента децимации фильтра
CIC2. Пусть заданы частота отсчетов на входе фильтра 10 МГц, подавление помех дискретизации 100 дБ, полоса пропускания 7 кГц.
Рассчитаем относительную полосу пропускания в процентах отно-
сительно частоты входных отсчетов:
.
В табл. 3.4 приведены значения относительной полосы пропуска-
ния при различных значениях коэффициента децимации и коэффициентов подавления помех дискретизации. Из табл. 3.4 следует, что для подавления помех дискретизации не менее 100 дБ необходимо выбрать
коэффициент децимации равным 4. При этом полоса пропускания будет
равна 0,071 %, что немного превышает заданное значение.
Необходимо отметить, что децимация снижает требования к быст-
родействию последующих цифровых каскадов и уменьшает потребляемую ими мощность.
76
2Д CIC
K
Подавление помех, дБ
50
60
70
80
90
100 2 1,790
1,007
0,566
0,318
0,179
0,101
3
1,508
0,858
0,486
0,274
0,155
0,087
4
1,217
0,696
0,395
0,223
0,126
0,071
5
1,006
0,577
0,328
0,186
0,105
0,059
6
0,853
0,490
0,279
0,158
0,089
0,050
7
0,739
0,425
0,242
0,137
0,077
0,044
8
0,651
0,374
0,213
0,121
0,068
0,038
9
0,581
0,334
0,190
0,108
0,061
0,034
10
0,525
0,302
0,172
0,097
0,055
0,031
11
0,478
0,275
0,157
0,089
0,050
0,028
12
0,439
0,253
0,144
0,082
0,046
0,026
13
0,406
0,234
0,133
0,075
0,043
0,024
14
0,378
0,217
0,124
0,070
0,040
0,022
15
0,353
0,203
0,116
0,066
0,037
0,021
16
0,331
0,190
0,109
0,061
0,035
0,020
5Д5 CICCICRCF
Kff /
5CIC
f
5ДCIC
K
5
5ВХ25Д25
CICCICCIC
UKS logint
5CIC
S
5ВХCIC
U
Таблица 3.4
Фильтр CIC5 представляет собой децимальный фильтр пятого по-
рядка с фиксированным коэффициентом, характеристики которого определяются выбором уровня децимации. Частота следования отсчетов
сигнала на выходе CIC5 и, следовательно, на входе RCF равна:
,
где
– частота следования отсчетов на входе фильтра CIC5, что
соответствует частоте отсчетов на выходе CIC2;
– коэффициент
децимации фильтра CIC5.
При фильтрации происходит не только уменьшение частоты отсчетов, но и, как правило, увеличение амплитуды отсчетов. Для обеспечения отсутствия переполнения разрядной сетки на выходе цифрового
фильтра CIC5 необходимо выполнение условия:
,
где
– коэффициент масштаба;
- уровень входного сигнала
фильтра CIC5. При этом уровень входного сигнала определяется выра-
77
5ВХ
5
2
5Д
5ВЫХ
5
2
CIC
S
CIC
CIC
U
K
U
CIC
2CIC
S
5
15
1
1
2
1
5Д
5
z
z
zH
CIC
CIC
K
S
5
5
5
5Д
5
5
2
1
CIC
CIC
CIC
S
f
f
f
fK
fH
CIC
sin
sin
5Д CIC
K
Подавление помех, дБ
50
60
70
80
90
100
2
10,23
8,078
6,393
5,066
4,008
3,183
3
7,924
6,367
5,110
4,107
3,297
2,642
4
6,213
5,022
4,057
3,271
2,636
2,121
5
5,068
4,107
3,326
2,687
2,170
1,748
6
4,267
3,463
2,808
2,270
1,836
1,480
7
3,680
2,989
2,425
1,962
1,588
1,281
8
3,233
2,627
2,133
1,726
1,397
1,128
9
2,881
2,342
1,902
1,540
1,247
1,007
10
2,598
2,113
1,716
1,390
1,125
0,909
11
2,365
1,924
1,563
1,266
1,025
0,828
12
2,170
1,765
1,435
1,162
0,941
0,760
13
2,005
1,631
1,326
1,074
0,870
0,703
14
1,863
1,516
1,232
0,998
0,809
0,653
15
1,740
1,416
1,151
0,932
0,755
0,610
16
1,632
1,328
1,079
0,874
0,708
0,572
17
1,536
1,250
1,016
0,823
0,667
0,539
18
1,451
1,181
0,960
0,778
0,630
0,509
19
1,375
1,119
0,910
0,737
0,597
0,483
20
1,307
1,064
0,865
0,701
0,568
0,459
21
1,245
1,013
0,824
0,667
0,541
0,437
22
1,188
0,967
0,786
0,637
0,516
0,417
23
1,137
0,925
0,752
0,610
0,494
0,399
жением:
мического диапазона коэффициент масштаба
. Для получения максимального дина-
должен быть мини-
мальным.
Частотная характеристика фильтра CIC2 задается в комплексной и
частотной областях следующими уравнениями:
,
Таблица 3.5
.
78
24
1,090
0,887
0,721
0,584
0,474
0,383
25
1,046
0,852
0,692
0,561
0,455
0,367
26
1,006
0,819
0,666
0,540
0,437
0,353
27
0,969
0,789
0,641
0,520
0,421
0,340
28
0,934
0,761
0,618
0,501
0,406
0,328
29
0,902
0,734
0,597
0,484
0,392
0,317
30
0,872
0,710
0,577
0,468
0,379
0,306
31
0,844
0,687
0,559
0,453
0,367
0,297
32
0,818
0,666
0,541
0,439
0,355
0,287
165Д
CIC
K
Таблица 3.5 (окончание)
Определение необходимого коэффициента децимации для обеспечения заданных характеристик фильтра CIC5 производится аналогично
фильтру CIC2, но с использованием табл. 3.5.
Так как фильтры CIC2, CIC5 являются фильтрами нижних частот,
то с полюсом на нулевой частоте они имеют спад АЧХ, особенно при
каскадном соединении фильтров. Для минимизации спада АЧХ и
уменьшения ее неравномерности в полосе пропускания необходима
коррекция, которая может быть реализована в фильтре RCF. Например,
для полосы пропускания фильтра CIC5 100 кГц, коэффициенте децима-
ции
необходима коррекция в полосе пропускания 5 дБ.
4. Энергоэффективность цифрового радиоприемного устройства
4.1. Энергопотребление цифрового тракта радиоприемника [19]
Эффективность работы радиотехнических систем и их частей может характеризоваться энергетическими критериями [20]: величина
энергетических потерь, отношение сигнал-шум, коэффициент полезного
действия др. При проектировании цифрового приемника одной из проблем является обеспечение низкого энергопотребления и, как следствие,
снижение требований к источникам питания, увеличение времени автономной работы. Частично задача решается путем применения ИМС высокой степени интеграции, изготовленных по технологии SOC. При этом
уменьшаются габариты устройства и, вследствие этого, уменьшаются
напряжение питания и энергопотребление. Однако возможностей
уменьшения напряжение питания недостаточно для соответствия цифрового приемопередатчика современным требованиям к энергоэффективности.
Общее энергопотребление цифровой части приемопередатчика
79
Т2ИПДИН
fACUP
Т
f
ИП
U
равно сумме статической части потребляемой мощности и динамической части потребляемой мощности. Известно, что динамическое энергопотребление уменьшается по квадратичному закону при уменьшении
напряжения питания. Но из-за ограничений на номинальные значения
напряжения питания, а также требований к производительности цифровой части практически достижимое снижение напряжения питания не
строго пропорционально уменьшению размеров ИМС SOC. Кроме того,
статическое энергопотребление мало зависит от напряжения питания и
частично нивелирует эффект от снижения напряжения питания. Для
поддержания производительности цифровой части уменьшение напряжения питания должно сопровождаться снижением порогового напряжения, что повышает ток утечки. Архитектура ИМС SOC обеспечивает
возможность преодоления противоречия между ростом производительности и энергопотреблением. При анализе в трехмерной области параметров проектирования – площадь кристалла, производительность и
потребляемая мощность, установлено, что для увеличения производительности в 2 раза необходимо увеличить площадь в 2…4 раза. Увеличение площади отрицательно сказывается на энергопотреблении, так как
статическое энергопотребление прямо пропорционально общей ширине
затвора полупроводникового прибора ИМС. В результате энергопотребление имеет кубическую зависимость от производительности ИМС.
В последние десятилетия баланс статического и динамического
энергопотребления ИМС изменился: динамическое энергопотребление
практически стабилизировалось, а статическое энергопотребление, определяемое подпороговой утечкой тока и утечкой тока оксидного слоя
затвора, возрастает экспоненциально. Эти тенденции не соответствуют
типовым архитектурным решениям, разработанным применительно к
SOC, и формируют новые направления в архитектуре, которые имеют
целью повышение эффективности энергопотребления.
Вместе с тем динамическое энергопотребление продолжает играть
важную роль в общем балансе и во многом определяет формирование
архитектуры. Запишем соотношения для мощности динамического
энергопотребления:
, (4.1)
где
– частота переключений цифровой части,
– напряжение ис-
точника питания, C – полная емкость нагрузки, A– число переключаемых цепей. Максимальная частота переключений равна:
80
ИП
ПОРИП
МАКС
const
U
UU
f
)(
ПОР
U
31,
ПП
I
ЗО
I
Ш
ИП
ЗО
ПОР
1
1ПП
U
U
nU
U
eWeKI
. (4.2)
где
– пороговое напряжение,
– экспериментально опреде-
ляемая константа.
Для снижения динамического потребления энергии широко применяется стробирование, осуществляемое автоматически на логическом
уровне большинством инструментов логического синтеза. Стробирование может также осуществляться вручную на уровне блоков и подсистем, где логические элементы обнаруживают неактивные отдельные
блоки или подсистемы в целом и отключают их.
Динамическое энергопотребление снижается по квадратичному закону с уменьшением напряжения питания, как показано в уравнении
(4.1). До недавнего времени уменьшение энергопотребления происходило при масштабировании технологии, но никаких архитектурных разработок для этого не проводилось. Так как напряжение питания не меняется линейно с изменением технологии ввиду требований стандартов и
для обеспечения производительности, а показатель степени в уравнении (4.2) задает максимальную частоту переключений, то производительность снижается по степенному закону при уменьшении напряжения питания.
Вычислительная нагрузка в многопроцессорных SOC сильно изменяется во времени. Поэтому частота переключений не обязательно
должна иметь максимальное значение все время, а напряжение питания
и вместе с ним динамическое энергопотребление можно уменьшить путем управления частотой в зависимости от вычислительной нагрузки.
Такой подход называется динамическим масштабированием напряжения
и частоты (DVFS), является предметом интенсивных исследований в
последние годы и широко применяется в промышленности.
Таким образом, DVFS является эффективным средством для снижения динамического энергопотребления. Для уменьшения статического энергопотребления используются архитектурные инновации, которые
основаны на свойствах подпороговой утечки тока
оксидной утечки тока
. Запишем соотношения для токов утечки:
и затворно-
, (4.3)
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]