Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Расчет и проектирование цифровых радиоприемных устройств. Учебное пособие

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

08.09.2026

Размер:

2 Мб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 67 / 127 8 9 10 11 12 > Следующая >>>

23 iIPPiIM

ВХ



ВХ

iIP

iIM 

 

   

     

332

...





 





 







MLLMiIP

MHH

LiIP

iIP

HiIPoIP 

 





Mm

mHH

   

miIPmH

 

Mm ,...,1

iIP

обычно выполняется в радиоприемных устройствах.

Мощность интермодуляционных помех в логарифмическом мас-

штабе, пересчитанная к входу, равна:

, дБм,

или в единицах мощности:

где iIP3 – входная точка IP3, соответствующая координате на оси входных мощностей ТРЗ.

При последовательном соединении нескольких типовых радиотехнических звеньев существует общая iIP3 всего радиотракта. Расчет точки пересечения проводится при условии, что возникающие интермодуляции в каждом из каскадов достаточно малы и не вызывают новых интермодуляций в последующих каскадах. Сложение интермодуляций каждого каскада на выходе радиотракта может производиться по мощно- сти, когда фазы интермодуляционных помех в разных каскадах разные и неизвестны. В результате входная точка iIP3 всего M-каскадного радиотракта равна:

а выходная точка получается из соотношения

– коэффициент усиления по мощности всего радиотракта;

– коэффициент усиления по мощности и входная точка

IP3 m-го каскада соответственно;

– коэффициент затухания ме-

шающего сигнала по мощности в фильтре m-го каскада,

Если интермодуляции различных каскадов складываются синфазно на выходе радиотракта, то это наихудший случай с точки зрения интер-

модуляционной избирательности, а точка

минимальна:

, где

 

   

      





 





 







...

MLLMiIP

MHH

LiIP

iIP

МШУ

iIP

ПЧ1

iIP

   

ПФ2

ПФ1

ПЧ1

СЦ4ПФ2СЦ3МШУСЦ2ПФ1СЦ1

ПФ1

МШУ

СЦ2ПФ1СЦ1

/





 





 





LLiIP

LiIP

iIP

МИНПИМ

PPD /

МИН

ПМИН

ИМ

 

ИМПМИНП

KPP 

ИМ

СИМИМ

PPK /

В частности, для преселектора интермодуляционные искажения возникают в МШУ с точкой пересечения

частоты с точкой пересечения

. Избирательность обеспечивается

линейными фильтрами ПФ1, ПФ2, для которых значение

и в преобразователе

бесконеч-

но велико. Если частоты помех соответствуют частотам соседнего канала, то коэффициент затухания фильтров определяется именно для этих частот. В результате точка пересечения всего преселектора с учетом преобразователя частоты при сложении интермодуляций по мощности равна:

Полученные величины точки

всего радиотракта позволяют рас-

считать интермодуляционную избирательность. Государственные стандарты содержат несколько показателей интермодуляционной избирательности.

Динамический диапазон по интермодуляции в соответствии с ГОСТ 23611-79 равен:

где

– уровень восприимчивости к интермодуляции,

– чувстви-

тельность радиоприемного устройства. Все значения мощностей приведены к входу радиоприемника.

Уровень восприимчивости к интермодуляции – это минимальный уровень

двух одинаковых по значению радиопомех на входе ра-

диоприемного устройства, при котором коэффициент интермодуляции

равен заданному значению:

Коэффициент интермодуляции – отношение отклика

, возникающего в результате интермодуляции в радиоприемном устройстве, к заданному отклику

на полезный сигнал

Методика определения интермодуляционной избирательности по

ГОСТ 12252-86:

МИН

ШМИН

SINAD

1ВХ qSINAD

МИН

ВХ

q 

МИНС

2PP 

f2

f4

 

ПИМШ

ПИМШМИН

PPP

PPPP

SINAD







   

МИН

ПИМ

ВХМИН

ПИМШ

PPP

SINAD









ВХ

 

МИН

ПИМ

212

SINADSINAD









 

МИН

ПИМ





SINADP

ИМ

iIP

P 

 

МИНВХ

МИН

3ИМ

МИН

ИМ

1 Pq

iIP

PSINAD

iIP

iIPP









– установить уровень входного сигнала

, равный чувствитель-

ности приемника при заданном показателе качества

(например, SINAD=12 дБ); отметим, что для аддитивных помех и шумов можно принять

, где отношение сигнал-шум

;

– увеличить уровень входного сигнала на 3 дБ :

;

– установить частоту 1-й помехи больше частоты сигнала на удво-

енное значение помехи больше частоты сигнала на

– установить уровень помехи

качества равно требуемому

разноса между соседними каналами f, частоту 2-й

;

, при котором значение показателя

, откуда мож-

но получить:

Выразим

через SINAD:

откуда следует:

– так как

В логарифмических единицах измерения интермодуляционная из-

бирательность равна:

, то интермодуляционная избирательность равна

;

 

ВХМИН3ИМ

qPiIPS 

МИН

P

123iIP

21ВХq

 

4321

8712

ИМ

S

АЦП

КА

МИН

ВХ

МИНСМИН

UU 

КА

ВХКАМИНМАКС

DnUU 

UАА

HH 

ШДАБ

ФМИН

АЦП

АФМИН

МИНАЦП

151

KfTRk

HKU

N 



 





 







, дБ.

Пусть приемно-усилительный тракт имеет параметры: чувстви-

тельность радиоприемника всего тракта емника

дБм, отношение сигнал-шум на входе радиопри-

дБ. Интермодуляционная избирательность всего ра-

дБм, входная точка пересечения

диотракта равна:

дБ. Необходимо срав-

нить рассчитанное значение интермодуляционной избирательности со значением избирательности, заданным в ТЗ. Если рассчитанное значение меньше заданного, предложить и реализовать меры по повышению интермодуляционной избирательности.

Исходными данными для расчета являются: – номинальное число разрядов АЦП

– апертура АЦП

;

– коэффициент усиления аналогового тракта по мощности – число активных каналов приема – чувствительность ЦРПУ

;

– динамический диапазон входных сигналов ЦРПУ – коэффициент формы входных сигналов

;

Минимальное значение входного сигнала равно чувствительности

ЦРПУ при условии, что сигнал присутствует только в одном из можных каналов приема

. Максимальное значение вход-

воз-

ного сигнала приемника получается при условии, что сигнал присутствует в

чение с учетом динамического диапазона:

активных каналах приема, а также имеет максимальное зна-

Рассчитаем число уровней квантования, необходимое для преобра-

зования в АЦП минимального и максимального сигналов с учетом

при согласовании сопротивлений:

ШДАБ

ФВХКАМИН

АЦП

АФМАКС

МАКСАЦП

151

KfTRk

KDnU

HKU

N 



 





 







АЦП

h 

МИНАЦП

10...5

МИНАЦП

N

МИНАЦП

А1А

105



 





 



NHH

...

МАКСАЦП

АЦП

АШАААБАФМАКС

МАКСАЦП

Δ62

HKfTRkHKU





где шаг квантования в АЦП равен

Анализируя значение

, необходимо отметить, что пред-

ставление ошибок квантования некоторым эквивалентным шумом справедливо, когда число уровней квантования достаточно велико

. Если при расчете энергетического плана получено

значение коэффициента усиления аналогового тракта обеспечивает выполнения этого условия, то

необходимо увеличить

, которое не

до значения

Максимальное число уровней

позволяет определить

требуемое число разрядов АЦП и возможность использования заданного типа АЦП без применения системы автоматической регулировки усиления (АРУ). С учетом собственного размаха шумов аналоговой части приемника, определяемого по значениям 3«сигма», требуемое максимальное число уровней АЦП равно:

На основе рассчитанного значения числа уровней АЦП определить возможный диапазон напряжения сигнала на входе АЦП без выхода за апертуру АЦП.

Для обоснования выбора архитектуры ЦРПУ расчеты провести для приемника прямого усиления и для супергетеродина.

Если нелинейность аналогового тракта и разрядность АЦП не обеспечивают необходимого динамического диапазону ЦРПУ, необходимо определить параметры системы автоматической регулировки усилении (АРУ):

IMD

3 IMD

LL 

МАКС

МИН

ИМ



 





 





iIP

Ц3





 





 





oIP

iIP

IMD

ЦBX

Ц3

iIP 

AФМАКС ЦBX

HKUU 

IMD

УПЧСММШУ3УПЧСМ3УПЧ3

111





 





 





HHoIPHoIPoIP

oIP

– динамический диапазон сигнала на входе и выходе системы АРУ; – абсолютные значения напряжения сигнала на входе и выходе аналогового тракта.

Исходные данные для расчета: – точки IP3 для транзисторов и аналоговых ИМС; – уровень относительной мощности интермодуляций 3-го порядка для

выбранного типа АЦП

<1 или уровень мощности 3-й гармоники

при указании уровня сигнала на входе АЦП: а) полного

масштаба, б) –1 дБ от полного масштаба; – максимальное значение входного сигнала ЦРПУ

Интермодуляционая избирательность равна отношению выходной мощности одного из помеховых сигналов к мощности продукта интермодуляций:

где

тракта ЦРПУ;

порядка только цифрового тракта ЦРПУ; симальное напряжение на входе согласующей цепи АЦП;

– входная точка IP3 всего аналого-цифрового

– входная точка пересечения 3-го

– мак-

<1 – от-

носительный уровень мощности интермодуляций АЦП;

– выходная точка

пересечения аналогового тракта ЦРПУ.

После расчета интермодуляционной избирательности проверить ее на соответствие требованиям ТЗ и при необходимости изменить структуру и параметры ЦРПУ.

Динамический диапазон АЦП и эффективное число бит. Число бит АЦП связано с требуемым динамическим диапазоном сигнала на его входе:

       

дБдБмдБмдБ

ШСАЦП

MPPD 

026

761дБ

АЦП

,)( 



ENOB

где АЦП;

ектировщиком. Эффективное число бит ENOB

– максимальная мощность сигнала, присутствующая на входе

– уровень шума на входе; M – запас, устанавливаемый про-

(Effective Number of

АЦП

Bits) АЦП можно вычислить по формуле:

3.5. Методика формирования бюджета параметров цифрового радиоприемного устройства

При расчете бюджета параметров приемника принимают во внима-

ние радиочастотные спецификации используемых стандартов, архитектуры радиоприемника, а также высокоуровневые модели блоков радиоприемника. В результате получается ряд предполагаемых бюджетов радиоприемника с их характеристиками. Целевыми функциями, которые оцениваются на этой стадии, являются коэффициент шума, точки пересечения второго или третьего порядка (IP2, IP3), число бит АЦП. При этом распределение параметров выполняется таким образом, чтобы требования к каждому блоку по отдельности были разумными, а рассчитанные общие параметры соответствовали заданным требованиям.

Что касается установлений разумных требований к каждому из

блоков, то они основываются на экспертных решениях, опыте разработчика, контактах с экспертами и большом числе опубликованных материалов.

Выбор архитектуры и последовательности, в соответствии с кото-

рым выполняются операции усиления и фильтрации, приводит к различным комбинациям блоков и, следовательно, к разным результатам.

В настоящее время выполнение требований нескольких стандартов

в одном радиоустройстве с использованием программируемых блоков может быть неосуществимым и привести к ухудшению общих характеристик приемного тракта. Поэтому целесообразно в некоторых случаях простое дублирование блоков аналогового тракта, каждый из которых разрабатывается для отдельного стандарта. Следовательно, целесообразно рассмотреть как многостандартный, так и одностандартный варианты ЦРПУ на уровнях архитектуры и блоков.

Бюджет по усилению рассматривается как диапазон коэффициен-

тов усиления, необходимых для получения достаточного уровня сигнала на входе АЦП и отсутствия перегрузки АЦП при максимальном уровне

CД

/ff 

1k

входного сигнала. Для совмещения этих требований в одном устройстве используют АРУ, коэффициент регулирования которой определяется разностью между минимальным и максимальным коэффициентами усиления радиотракта.

Распределение коэффициента усиления по каскадам усилительнопреобразовательного тракта необходимо делать с учетом следующих соображений: – уровни сигналов в соответствии со стандартами (максимум, минимум, уровень шума, помехи и т.п.); – разумные уровни усиления или потерь для всех блоков с некоторым запасом на неидеальность устройств; – диапазоны регулировки усиления для устройств с программируемым усилением (МШУ, регулируемые усилители, аттенюаторы с цифровым управлением) так, чтобы по возможности снизить требования к АЦП при выбранном способе разделения цифровой и аналоговой частей; – влияние усиления на совокупность параметров: коэффициент шума, точки пересечения 2-го и 3-го порядков.

После выбора вариантов усилительного тракта необходимо рассчитать общий коэффициент усиления для режимов максимального и минимального усиления вычисляется как сумма коэффициентов усиления отдельных каскадов в дБ.

Пример 1. Входные каскады ЦРПУ с рабочей частотой 160 МГц.

Для системы оповещения необходимо обеспечить одновременный прием аварийных сигналов на трех частотах. Решим эту задачу с помощью одного РЧ тракта взамен трех отдельных радиоприемников.

К радиоприемнику предъявляются следующие требования:

– диапазон рабочих частот 155…163 МГц;

– полоса частот канала 25 кГц;

– пороговая чувствительность радиоприемника –104 дБм;

– мощность блокирующей помехи –15 дБм;

– мощность двухтонального тестового сигнала –27 дБм.

Схема радиоприемника (рис. 3.10) состоит из широкополосного МШУ, РЧ фильтра, усилителя с АРУ и АЦП. Дискретизация квадратур-

ных сигналов в АЦП производится с частотой ной по формуле 3.2 при

, причем выборки делает непосредственно

, рассчитан-

АЦП. Выбранная частота дискретизации позволяет сформировать квадратурные составляющие сигнала в цифровой форме. Три выбранных канала приема также выделяются в цифровом виде с использованием цифровых смесителей и фильтров.

127/575158454

CД

 ,/ff

 

2540225/127000 k

141126

10352101272

АЦП





АЦП

n

95,25/4127343

/f

252224127747

,// f

МШУ

ПФ1

ПФ2

УПЧ с АРУ

АЦП

ОГ

DDC

3 канала

Рис. 3.10. Архитектура трехканального ЦРПУ аварийных сигналов

Покажем, как указанные требования выполняются в ЦРПУ с выбранной архитектурой. Частота дискретизации рассчитывается для центральной

частоты диапазона 158,75 МГц:

МГц. При

ширине полосы канала 25 кГц частота дискретизации соответствует коэффициенту передискретизации

раз, что

дает максимальное процессорное усиление за счет передискретизации 34 дБ.

В наихудшем случае динамический диапазон определяется минимальной величиной мощности сигнала –104 дБм, мощностью помехи – 15 дБм, необходимым для частотной манипуляции отношением сигналшум 12 дБ и составляет: (–15) – (–104) +12= 101 дБ. Процессорное усиление за счет передискретизации в 34 дБ позволяет уменьшить динамический диапазон АЦП до величины 101–34=67 дБ, что соответствует

(67–1,76)/6,02=11 битам (

Гц).

Для обеспечения заданного динамического диапазона при максимальной частоте выборок выбираем АЦП с запасом и полагаем

. Запас по разрядности АЦП необходим также для обеспечения

более линейного преобразования и подавления продуктов интермодуляции на (–27) – (–104) +12=89 дБ. Ближайшие интермодуляционные образы сигнала, образованные при дискретизации, в этом случае появляются

на частотах

МГц и

МГц. Это обусловливает большую крутизну скатов АЧХ РЧ фильтра, поэтому был выбран фильтр с центральной частотой 160 МГц, полосой пропускания 10 МГц по уровню –3 дБ для охвата всего рабочего диапазона частот и полосой пропускания 32 МГц по уровню –60 дБ. Коэффициент усиления РЧ цепи выбирается таким образом, чтобы напряжение мощной помехи соответствовало полной шкале АЦП на его входе.

Пример 2. Входные каскады ЦРПУ с рабочей частотой 2,4 ГГц.

Проведем расчет для ЦРПУ с центральной рабочей частотой 2,4 ГГц для беспроводной сети. Полоса рабочих частот равна 20 МГц, частота дис-

106792400494

CД

 //ff

8912/1067 

АЦП

МШУ

ПФ1

СМ

DDC

АЦП

Цепь

синхро-

низации

ОГ

четный

нечетный

кретизации сигнала в АЦП не превышает 100 МГц.

Рассмотрим архитектуру ЦРПУ с использованием радиочастотной дискретизации (рис. 3.11). ВЧ дискретизация с понижением частоты сигнала осуществляется с помощью фильтра, реализованного в виде ИМС. Субдискретизация квадратурных составляющих сигнала осущест-

вляется с частотой

МГц. Поток выборок

квадратурных составляющих разделяется на два потока: синфазный (I) и квадратурный (Q) путем разделения четных и нечетных отсчетов. Каждый из этих потоков подвергается затем децимации и фильтрации в КИХ-фильтре.

Рис. 3.11. Структурная схема РЧ входного устройства, основанная на

дискретизации сигнала в фильтре DDC

Принцип децимации заключается в вычислении средней взвешенной величины из 12 отсчетов с помощью КИХ-фильтра (рис. 3.12). Каждый КИХ-фильтр имеет длину 23, но каждый второй его коэффициент равен нулю, что соответствует выборкам в противоположном потоке данных. Так как коэффициент децимации равен 12, то выходная частота выборок равна

МГц. Поскольку длина фильтра примерно

вдвое превышает коэффициент децимации, нам необходимо иметь два перемежающихся фильтра для каждого из потоков I и Q, как показано на рис. 3.12. Два выходных сигнала с каждого фильтра затем мультиплексируются в выходных буферах. Кроме того, в данной схеме положительные и отрицательные коэффициенты фильтров разделены, а окончательное вычитание производится в АЦП с использованием его дифференциального входа, что позволяет не выполнять вычитания непосредственно в данном фильтре.

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 67 / 127 8 9 10 11 12 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]