книги / Цифровые приборы с частотными датчиками
..pdfДо того как попасть на собственно умножитель, входной сигнал проходит следящий фильтр, который имеет постоянную полосу 200 гц
и автоматически настраивается на частоту сигнала. Прямой канал фильтра состоит из однополосного модулятора ОМ, построенного по фазовому методу; кварцевого полосового фильтра КФ, настроенного
на промежуточную частоту 150 кгц, и демодулятора Д; ультразвуко
вая линия задержки ЛЗ компенсирует задержку, вносимую кварце вым фильтром. Для поддержания постоянства промежуточной частоты
служит следящая система, состоящая из частотного дискриминатора
ЧД и интегратора Я, выходной сигнал которого воздействует нареак-
Рис. 11-4. Структурная схема (а) и фазо-частотные характеристики фазо вращателя (б) высококачественного умножителя с электроннолучевой трубкой
тивную лампу гетеродина Г, перестраивая его по частоте таким обра зом, что частота гетеродина всегда на 150 кгц выше входной частоты. Благодаря инерционности интегратора фильтр нечувствителен к крат ковременным всплескам шума. Сигнал, создающий круговую развертку, формируется с помощью лампового фазорасщепителя ФР на 180° и двух сложных ДС-цепей, обеспечивающих в диапазоне 30 гц — 50 кгц
постоянную разность фаз своих |
выходных сигналов, |
равную 90°, |
с погрешностью, не превышающей |
± 1 ° (рис. 11-4, б). |
Расчет таких |
широкополосных фазовращателей производится методами, разрабо
танными для техники однополосной модуляции [285]. Наконец, осо
бенностью использованной в рассматриваемом умножителе электронно лучевой трубки является весьма малое время послесвечения (0,5 мксек) которое позволяет получить желаемую высокую выходную частоту до 5 Мгц.
Другая группа умножителей с пространственным кодированием строится на основе специальных многообмоточных трансформаторов.
Двухфазная или трехфазная система обмоток возбуждения создает
вращающееся магнитное поле, настолько сильное, чтобы материал
сердечника был глубоко насыщен. Вторичные обмотки расположены
по кругу и соединены в открытый многоугольник. Вращающаяся ней
траль магнитного поля поочередно пересекает вторичные обмотки, и при этом в них индуктируются кратковременные импульсы э. д. с. Количество вторичных обмоток равно коэффициенту умножения. При
четном коэффициенте умножения во избежание взаимного уничтоже
ния импульсов противоположной полярности, наводимых в диамет рально расположенных обмотках, производится изгиб нейтрали маг
нитного поля путем наложения неподвижного поля подмагничивания.
Коэффициент умножения таких умножителей может составлять 100
идаже более [265].
Вцелом для класса умножителей с восстановлением фазы харак
терна связь между коэффициентом умножения, диапазоном и динами ческими свойствами. Увеличение одного из этих параметров, как пра вило, влечет за собой ухудшение остальных двух. Однако эта связь
вявном виде до сих пор никем не получена, а следовательно, отсутст вуют и критерии качества, которые позволяли бы сравнивать умножи
тели разных типов.
Умножители с независимым изменением фазы. При узком диапа
зоне входных частот умножителя, т. е. при малых отклонениях скоро сти изменения фазы входного сигнала от некоторого среднего значения, целесообразно отказаться от попыток восстановить действительный
закон изменения фазы, а вместо этого аппроксимировать его отрезками прямых линий постоянного наклона. Умножители, основанные на
этом принципе, назовем умножителями с независимым изменением фазы.
Постоянство скорости изменения фазы выходного сигнала прак тически означает генерацию на каждый входной импульс М выходных
импульсов с (М — 1) интервалами х между ними. Эти интервалы по стоянны и не зависят от умножаемой частоты; последний, уИ-й, интер вал представляет собой разность Тих — Мх. Эта операция может быть выполнена разнообразными техническими средствами: с помощью линии задержки с (М—2) отводами, цепочки из (М—1) одновибрато-
ров, счетчика с М состояниями, считающего импульсы некоторого
вспомогательного генератора, резонансного звенящего контура с ча стотой свободных колебаний 1/т, ударно возбуждаемого автогенератора и т. д. Первые три из перечисленных устройств сохраняют работоспособ-
ность при изменении входной частоты в пределах 0 < /13Х< - 1
(М — 1) 1
а при некотором усложнении схем допускают и дальнейшее увеличе ние частоты, причем последние импульсы каждой генерируемой по следовательности должны быть размещены в промежутках между пер
выми импульсами следующей последовательности. Резонансный же
контур уже при fBX = ----- !-----перестает возбуждаться, так как каж-
M i ± : z/2
дый последующий входной импульс приходит в противофазе с откли
ком от предыдущего. При изменении частоты в более широких преде лах меняется коэффициент умножения.
Здесь следует заметить, что по радиотехнической традиции при описании резонансных умножителей частоты долгое время использо вался исключительно частотный подход, т. е. они рассматривались как фильтры, выделяющие из искаженного входного сигнала требуе мую гармонику. Такой подход, естественно, приводил к поискам оп
тимальной формы фильтруемого сигнала, которая содержала бы мак симум нужной гармоники. Например, задавшись прямоугольной фор мой искаженного входного сигнала, можно найти оптимальную дли
тельность прямоугольника. Сравнительно недавно В. И. Григулевичем было замечено, что значительно более эффективное выделение
одной из высоких гармоник получается, если формировать из вход ного сигнала радиоимпульсы, т. е. импульсы с высокочастотным за
полнением [260]. С частотной точки зрения возбуждение контура ко
роткими импульсами весьма неэффективно, так как в импульсном
входном сигнале нет преобладающих гармоник.
При временном подходе к работе резонансного умножителя на
пряжение на контуре рассматривается как некоторая функция вре мени внутри каждого периода входного сигнала. В монографии М. Е. Жаботииского и Ю. Л. Свердлова [262] показано, что с помощью
остроумного искусственного приема (суммирования напряжения на
контуре с экспоненциальным вспомогательным сигналом и последую щего одностороннего ограничения и фильтрации) можно корректиро
вать затухание свободных колебаний контура, возбуждаемых корот кими импульсами, и получать высокую спектральную чистоту выход
ного сигнала при высоком коэффициенте умножения.
Хотя резонансные умножители допускают каскадное включение,
рабочий диапазон многокаскадного умножителя остается таким же,
как если бы весь коэффициент умножения получался в одном каскаде, несмотря на то, что рабочий диапазон каждого каскада многокаскад
ного умножителя может быть значительно шире [280]. Это можно
объяснить, используя как временной подход, учитывая, что в выход ном сигнале любого t-ro каскада умножения, например первого, только
один из iM периодов изменяется при изменении входной частоты, так
и частотный подход, принимая во внимание, что контуры, являясь фильтрами, не могут выделить из входного сигнала составляющую, которой в нем нет.
Умножители с линиями задержки, одиовибраторами или счетчи
ками в отличие от резонансных дают выходной сигнал в широком диа
пазоне частот. Однако постоянство интервалов между их выходными импульсами приводит к сильной зависимости эффективного коэффи циента умножения от входной частоты, которая и ограничивает по лезный рабочий диапазон. В качестве примера вычислим эффектив
ный коэффициент умножения для умножителя с линией задержки
или цепочкой одновибраторов, пользуясь формулами (11-1) и
( 11-2).
Совместим один из импульсов необходимого для расчета «идеаль
ного» выходного сигнала с входным импульсом (рис. 11-5). Тогда ве личины щ относительного сдвига импульсов реального умножителя
от идеального положения выразятся как
( i - 1 ) Т В Х ---- М т |
(11-4) |
МТпV |
|
Произведя операции в соответствии с указанными формулами, по лучим эффективный коэффициент умножения
^эфф |
М ' |
(11-5) |
|
j / " l + ( A I * - l ) ( l — |
|
Рис. 11-5. К расчету эффективного коэффициента умножения умможителя с набором линий задержки
где U = 1/Мх — частота входного сигнала, на которой умножитель
ведет себя как идеальный. На рис. 11-6 построены рассчитанные по
формуле (11-5) эффективные коэффициенты умножения в функции отно сительной частоты входного сигнала для разных номинальных коэф фициентов умножения. Справа кривые ограничены условием несовпа дения последнего импульса одной последовательности с первым им
пульсом следующей последовательности, т. е. условием |
^ |
^ . |
Эффективные коэффициенты умножения, соответствующие точкам обры
ва кривых, могут быть найдены из выражения Мэфф =
Слева кривые доходят до нулевой частоты, на которой эффективный коэффициент умножения обращается в единицу при любом М. Заметим,
что те же кривые справедливы для резонансного умножителя (с воз
буждением контура короткими импульсами) в той более узкой полосе, в которой он сохраняет работоспособность. Прерывистая линия пред
ставляет собой предел эффективного коэффициента умножения ум ножителей с набором задержек, который согласно (2-11) равен
Нш |
= ---- Η . |
(11-6) |
М^сх) |
| _ /в х |
|
/о
Таким образом, для всех умножителей рассматриваемой группы
увеличение эффективного коэффициента умножения влечет за собой
уменьшение диапазона.
Метод расширения диапазона путем предварительного переноса спектра входного сигнала в область более высоких частот [36]. Пере нос спектра осуществляется с помощью однополосной модуляции, в ре зультате которой из входного сигнала, лежащего в диапазоне частот
/шш < fax < /макс» и сигнала вспомогательного генератора (гетеро дина) постоянной частоты /0 формируется сигнал промежуточной ча
стоты /пр = /о + /вх, |
лежащий |
в диапазоне |
/0 + fmin < /пр < |
/„ + |
||||
+ /максОтносительное |
изменение |
промежуточной частоты |
при |
|||||
/о > |
fax получается значительно меньше, |
|
|
|||||
чем относительное изменение частоты ис |
|
|
||||||
ходного колебания, что позволяет при |
|
|
||||||
равном коэффициенте умножения расши |
|
|
||||||
рить рабочую полосу примерно в /0//11Х |
|
|
||||||
раз по сравнению с умножителем без |
|
|
||||||
модуляции. Промежуточная частота и ча |
|
|
||||||
стота гетеродина умножаются в требуе |
|
|
||||||
мое число раз узкополосными, например |
|
|
||||||
резонансными, умножителями, после чего |
|
|
||||||
с помощью смесителя и фильтра ниж |
|
|
||||||
них частот выделяется полезный сигнал |
|
|
||||||
М/пр — M f0 = |
Mflix. Известно |
устрой |
|
|
||||
ство |
такого типа, |
имеющее |
М = |
100 |
|
|
||
в диапазоне 300—3000 гц |
[292]. |
|
|
|
||||
Умножители |
с |
обратной |
связью. Рис. |
11-6. Эффективные |
коэф |
|||
Из предыдущего ясно, что операция мно |
фициенты умножения |
|||||||
гократного умножения частоты в широ |
|
|
||||||
кой |
полосе связана с большими трудностями. Вместе с тем известно, |
|||||||
что обратная операция — деление частоты — в интересующем нас ча стотном диапазоне выполняется с помощью счетчиков импульсов очень
легко и практически без погрешностей. Это приводит к мысли исполь
зовать принцип обратной связи для построения умножителей частоты. Такие умножители представляют собой системы автоматического регулирования частоты некоторого управляемого генератора, причем
регулирующее воздействие вырабатывается путем сравнения частоты
входного колебания и М-й субгармоники частоты генератора, полу чаемой с помощью делителя частоты. На практике сравнение частот
заменяется сравнением фаз сигналов с помощью фазового компаратора,
т. е. используется интегральное регулирование.
Обобщенная структурная схема данного класса умножителей при ведена на рис. 11-7. Действие системы основано на использовании
сигнала ошибки, связанного с расхождением фаз сигналов входной частоты /вх и частоты обратной связи /о с, получаемой путем деления
частоты управляемого генератора /вых на коэффициент М с помощью делителя Д. Сигнал ошибки с выхода фазового компаратора ФК через фильтр низкой частоты ФНЧ (или другое сглаживающее устройство)
поступает на генератор УГ и управляет его частотой. Фильтр подав ляет паразитные продукты преобразования фазового компаратора. В установившемся режиме разность фаз постоянна, следовательно,
f o . C = / в х ’ а / в ы х “
В соответствии со структурной схемой рис. 11-7 в радиотехнике
.строится обширный класс устройств — системы фазовой автопод стройки частоты (ФАП). [266, 268, 272, 273]. Такие системы подраз
деляются на непрерывные и импульсные, причем среди непрерывных систем могут быть устройства с полной информацией, в которых сиг нал ошибки непрерывно соответствует разности фаз сигналов сравни ваемых частот, так что сглаживающие устройства становятся ненуж
ными. В измерительных умножителях частоты применяются, как пра
вило, импульсные системы с широтной и амплитудной модуляцией. На основании сказанного на
рис. 11-8 изображена классифика
ционная схема умножителей ча стоты. Прерывистыми линиями сое
динены сходные типы умножителей, принадлежащие к разным группам.
Так, умножитель с синхронизиро
ванным автогенератором содержит
Рис. 11-7. Обобщенная структурная в неявном виде все элементы умно схема умножителя с обратной связью жителя с обратной связью, а умно
житель с набором фазовращателей
можно трактовать как умножитель с набором устройств задержки синусоидального сигнала.
Опыт работы с частотными датчиками в ЛПИ имени М. И. Кали
нина показал, что из всех перечисленных умножителей наилучшим
образом удовлетворяют разнообразным требованиям практики только
умножители с обратной связью. Поэтому последующее изложение
содержит более подробное рассмотрение структуры, принципиальных схем, теории и инженерного расчета этих устройств.
11-3. Варианты структур и практические схемы умножителей частоты с обратной связью
Умножители7на основе широтно-импульсных систем фазовой ав топодстройки частоты (ШИС ФАП) содержат в фазовом компараторе
триггерный фазометр, т. е. триггер, коммутируемый по логическим
входам импульсами сравниваемых частот. Постоянная составляющая выходного напряжения триггера прямо пропорциональна разности фаз. Для сглаживания пульсаций напряжения на выходе триггера включается сглаживающий фильтр, постоянная времени которого вы бирается из условия обеспечения заданной погрешности от неравно мерности расстановки выходных импульсов внутри периода входного сигнала (см. § 11-1). Вследствие вносимых в петлю обратной связи фазовых сдвигов фильтр резко сужает полосу захвата умножи теля.
т
H» |
Рис. 11-8. Классификационная схема умножителей частоты |
'О |
Умножитель с фазовым компаратором на одном триггере (рис. 11-9)
работает следующим образом. Пусть в исходном состоянии входной сигнал отсутствует, тогда импульсы обратной связи установят триг гер фазового компаратора (ТФК) в состояние «О», выходное напряже
ние фильтра нижних частот (ФНЧ) будет равно выходному напряже-
Рис. 11-9. Структурная (а) и принципиальная (б) схемы умно жителя на основе ШИС ФАП
нию и мин ТФК, и частота выходного сигнала управляемого генера
тора (УГ) будет /мин. Первый пришедший импульс входного сигнала
устанавливает ТФК в состояние «1», и входное напряжение фильтра
становится равным £/макс. Выходное напряжение фильтра, а следо вательно, и частота выходного сигнала умножителя будут нарастать
по закону, обусловленному структурой и постоянными времени филь тра. Постоянное напряжение t/MaKC воздействует на фильтр до тех
пор, пока импульс сигнала обратной связи с выхода делителя частоты Д не возвратит ТФК в состояние «О», после чего выходное напряжение фильтра и частота начнут уменьшаться. Следующим импульсом вход ного сигнала ТФК переключается в состояние «Ь, и весь процесс по вторяется. Установившийся режим при постоянной входной частоте характеризуется равенством изменений напряжения на выходе фильтра за время действия импульса и паузы выходного сигнала ТФК.
На принципиальной схеме умножителя (рис. 11-9, б) в качестве ТФК изображен симметричный триггер (транзисторы 7\, Т2), а уп
равляемым генератором является мультивибратор (Т4, Т5), в котором
сопротивление одной из времязадающих цепей заменено генератором тока на триоде Т3. Фильтр выполнен в виде интегрирующей RC-цепи
Рис. 11-10. Структурная схема умножителя с коррекцией по входному воздействию
а делитель частоты — в виде двоичного счетчика на'триггерах, ана
логичных ТФК. Для изменения величины рабочего диапазона и его
расположения на шкале частот использованы переменные резисторы
/?!, /?2- При указанных на схеме номиналах элементов полоса синх ронизма умножителя частоты составляла 200—1200 гцу а полоса
захвата 600 — 800 гц. При отсутствии фильтра полоса захвата расши
ряется до полосы синхронизма, но эффективность умножителя сни
жается из-за возрастающей погрешности от пульсаций частоты (не
равномерности выходных импульсов).
Более широкая рабочая полоса может быть получена путем вве дения в умножитель дополнительной цепи преобразования частоты в напряжение (рис. 11-10), осуществляющей коррекцию по входному воздействию. При включении входного сигнала составляющая U' управляющего напряжения с выхода цепи коррекции уменьшает на чальную расстройку до величины, меньшей полосы захвата замкнутой
цепи регулирования. Из-за большой инерционности преобразователей частоты в напряжение (например, у конденсаторного частотомера
время переходного процесса составляет около 300 периодов входного
сигнала) расширение рабочей полосы сопровождается снижением
быстродействия.
Умножитель с реверсивным счетчиком (рис. 11-11 и 11-12) имеет в качестве фазового компаратора реверсивный счетчик (PC) с преобра зователем кода в напряжение (ПКН). В установившемся режиме пульсирует выходное напряжение только одного триггера — триггера направления счета (ТНС) (рис. 11-12), который одновременно служит
триггером дискретного фильтра (см. § 10-1). Благодаря этому относи
тельный размах пульсаций снижается в N раз (N — емкость PQ по сравнению с пульсациями частоты описанного выше умножителя с
ТФК, и требуемую погрешность от пульсаций можно получить, не
применяя ФНЧ. Это обеспечивает широкую полосу захвата, опреде
ляемую только диапазоном перестройки управляемого генератора (УГ),_;НО снижает быстродействие. Увеличить быстродействие за счет
|
захвата можно, добавляя ФНЧ на |
|||
|
выходе ПКН. Расчет основных ха |
|||
|
рактеристик умножителя приведен |
|||
|
в работе 1267]. |
|
|
|
|
На принципиальной схеме умно |
|||
|
жителя (рис. 11-12) показан ПКН |
|||
|
в виде набора весовых резисторов |
|||
|
R, R/2, RI4 и т. д., соединенных |
|||
|
непосредственно |
с |
коллекторами |
|
|
PC. Управляемый генератор выпол |
|||
Рис. 11-11. Структурная схем.а умно |
нен в виде симметричного мульти |
|||
вибратора. Для |
устранения совпа |
|||
жителя с реверсивным счетчиком |
||||
в качестве фазового компаратора |
дения импульсов |
сигнала обрат |
||
ной связи с входными импульсами
последние подвергаются тактованию (см. § 10-1) с помощью триггера тактования (ТТ); тактовые импульсы, как показано на схеме, могут
быть получены от УГ. Фильтр низкой частоты образуется емкостью С
и выходным сопротивлением ПКН.
Умножитель с реверсивным счетчиком целесообразно применять в случаях, когда требуется умножать разность, сумму или линейную комбинацию нескольких частот (см. § 10-1). Он обладает также фильт рующим действием по отношению к изменениям входной частоты и может использоваться как сглаживающее устройство в частотно-циф ровых системах.
Умножители на основе амплитудно-импульсных систем фазовой автоподстройки частоты (АИС ФАП) имеют фазовый компаратор в виде модулятора, осуществляющего амплитудную модуляцию импуль
сов одного из сравниваемых сигналов (например, сигнала обратной
связи) непрерывным напряжением, сформированным из другого, на пример, входного сигнала. При этом, если сигнал на выходе формиро
вателя (Ф) (рис. 11-13) имеет синусоидальную или пилообразную форму, то реализуется соответственно синусоидальная или пилооб разная характеристика фазового компаратора (ФК). На выходе им
пульсного модулятора (ИМ) применяются фиксирующий элемент в виде емкости с согласующим эмиттерным повторителем, который за
поминает амплитуду модулированных импульсов в паузах между