книги / Цифровые приборы с частотными датчиками

обладают широкими возможностями в смысле обеспечения наперед за­ данной функциональной зависимости выходной величины от входной.

Например, используя в качестве входного преобразователя (Квх) для измерения напряжения t/DX электростатический (или электроди­

намический) измерительный механизм с вращающим моментом М =

= /Свх^ х, а в качестве обратного преобразователя (Роп) — магни­ тоэлектрический механизм с моментом Afp = Роп/р, можно построить

импульсный компаратор с линейной зависимостью между действую­

щим значением напряжения и длительностью импульса тх [297]. Для

этого достаточно сформировать уравновешивающие импульсы по типу

Г2 табл. 13-2. Среднее значение тока этих импульсов

Подобным же образом можно построить цифровой расходомер на принципе уравновешивания силы, создаваемой перепадом давления

в сужении трубопровода, так как этот перепад связан с расходом квад­

ратичной зависимостью.

Аналогично можно подобрать такие сочетания преобразователей

/Свх. Роп итип формирователя, при которых Х вх = К \ или Х лх = К Г,

где п может принимать значения 1/2; 3/2; 2; 3; 4.

Табл. 13-3 иллюстрирует сочетания электромеханических преобра­ зователей, позволяющие судить о возможностях построения цифровых приборов для измерения действующих значений переменных токов

и напряжений, мощности, а также неэлектрических величин.

13-2. Цифровые приборы уравновешивания с частотно-импульсными и широтно-импульсными модуляторами в прямой цепи

Приборы с ЧИМ при линейном входном и обратном преобразова­

телях имеют в качестве функционального преобразователя импульс­

ный делитель напряжения (см. § 10-10). Для повышения точности фор­

мирования импульсов по длительности в схему импульсного делителя

может быть введен делитель частоты Д г (рис. 13-2) с коэффициентом

деления /г, в результате чего длительность уравновешивающих импуль­

сов становится равной vN = nIfN> Для исключения погрешности от нестабильности частоты генератора fN эту частоту вводят в частотомер

где К = N/nIN — постоянная.

Рис. 13-2. Структурная схема цифрового прибора с частотно-импульс* ной модуляцией в цепи обратной связи

неизменных размерах уравновешивающих импульсов, либо уменьше­

нием площади каждого уравновешивающего импульса при неизмен­

ном времени счета. Достоинством первого способа является лучшее усреднение периодических помех; однако при уменьшении предела измерения без изменения размеров импульсов уменьшается их частота, которая является несущей частотой системы и должна по крайней

мере на порядок превышать ту частоту, при которой коэффициент

усиления в системе равен единице. При расширении предела по вто­

рому способу лучше всего уменьшать площадь импульса с помощью

пассивного делителя напряжения или тока, помещаемого после ключа К 2 (рис. 13-2). Любой другой способ уменьшения площади — умень­ шением %N или /N — приведет к росту погрешности от несовершенства

ключа К2 (конечной длительности переключения и остаточных пара­ метров ключевых элементов).

Из группы приборов с ЧИМ рассмотрим цифровой вольтметр по­

стоянного тока фирмы «Солартрон» типа LM 1420.2 [310]. Он имеет

пределы измерения 20 те, 200 те, 2 в, 20 в, 200 в; 1000 в; входное со­

противление на пределе 20 те составляет 50 Мот, на пределе 200 мв —

500 Мом, на пределе 2 в — 5000 Мом и на остальных преде­ лах — 10 Мом. Прибор допускает отсчет измеряемой величины при

15%-ном превышении предела измерения (максимальное показание

счетчика 2300). Абсолютная погрешность прибора в импульсах на всех пределах не превышает ± 0,0005 Nx ± 1, дрейф нуля 2 ед. в

час. Вольтметр поверяется по встроенному в него нормальному эле­

менту.

Структурная схема вольтметра представлена на рис. 13-3. Он со­

стоит из преобразователя напряжения в частоту, охваченного обрат­ ной связью, и цифрового частотомера.

Частотно-импульсная модуляция, использованная в вольтметре, имеет ряд преимуществ по сравнению с другими принципами построе­

ния цифровых вольтметров. Во-первых, при измерении частоты не

имеют значения искажения импульсов. Это позволяет осуществить связь преобразователя с частотомером через малогабаритные трансфор­

маторы с хорошей изоляцией и малой емкостью между обмотками и

тщательно экранировать сам преобразователь напряжения в частоту. Во-вторых, показания частотомера соответствуют среднему значению

входной величины за время счета. При выборе Тсч = 20 тсек, что

примерно равно периоду помехи с частотой сети, эта помеха почти

полностью устраняется. В действительности, кроме основного времени

счета 20 мсек, прибор позволяет устанавливать Тсч = 40 тсек и Тсч =

= 80 мсек, причем его чувствительность возрастает соответственно в 2 и 4 раза. Такие методы подавления помех при одновременном ис­

80мсек.

Прямая цепь преобразователя напряжения в частоту (рис. 13-3)

состоит из предварительного усилителя постоянного тока Ус и собст­ венно преобразователя напряжения в частоту (интегрирующий уси­ литель И У и дискриминатор Д), выполненного по схеме с непрерывным

накоплением (см. рис. 1-13). Предварительный усилитель обеспечи­

вает необходимую при малых пределах измерения чувствительность прямой цепи, для уменьшения дрейфа в нем использован высокока­ чественный модулятор, работающий на несущей частоте 4 кгц. Боль­

шой коэффициент усиления предварительного усилителя позволяет

выполнить интегрирующий усилитель однокаскадным.

Схема собственно преобразователя напряжения в частоту и цепи обратной связи показана на рис. 13-4. Интегрирующий усилитель

выполнен на триоде Т 10. Выходной сигнал интегратора повторяется

эмиттерным повторителем Тг1 и смещается стабилитронами Д х и Д 2

таким образом, что в точке а делителя R t — R 2 выходной сигнал

изменяется от — 6 до — 2 в. Сигнал сброса поступает на интегратор

с транзистора Г5 цепи формирования длительности импульса обрат­ ной связи (ФД на рис. 13-3).

Цепь формирования длительности (рис 13-4) включает в себя за­

дающий (опорный) генератор Г на 500 кгц, два усилителя-ограничи­

теля (Тг и Т 2) и два триггера. Логические связи между триггерами через1диоды обеспечивают нужную последовательность их работы.

При потенциалах коллекторов Т3 и Т6 + 18 в\ Г4 и Ть 0 в тактовые

импульсы с усилителей не влияют на состояние триггеров. Первый триггер {Т3, Т4) опрокидывается от тактового импульса, приходящего

после того, как потенциал в точке а в результате работы интегрирую­

щего усилителя достигает — 3 в (диодный ключ на его входе играет роль дискриминатора Д), и возвращается в исходное состояние от следующего тактового импульса. Однако его выходной сигнал нельзя

использовать для управления ключом импульсного делителя напря­ жения, так как момент запуска этого триггера может не совпадать

с фронтом тактового импульса, если напряжение с ИУ достигло раз­

решающего уровня уже после начала тактового импульса. Для того чтобы длительность импульса обратной связи точно соответствовала периоду сигнала генератора xN = 2 мксек, используется второй триг­

гер (Тб, TG), который запускается второй последовательностью так­ товых импульсов, следующих с задержкой по отношению к тактовым

Рис. 13-4. Схема интегратора и цепи обратной спят

импульсам первого триггера. Разрешение на запуск второго триггера подается от первого триггера. Следующим импульсом своей тактовой последовательности второй триггер (и вся цепь формирования дли­ тельности) возвращается в исходное состояние. Второй триггер управ­ ляет сбросом интегратора на триоде Т 1Пи одновременно через ключ К 3 импульсного делителя напряжения (рис. 13-3) подключает источник стабилизированного напряжения через фильтр ко входу усилителя таким образом, чтобы напряжение обратной связи вычиталось из вход­

ного напряжения. В приборе использован двухкаскадный парамет­

рический стабилизатор напряжения, выполненный на стабилитронах

Дз — Дъ (рис. 13-4). Переменным резистором R я в цепи стабилитрона Дъ устанавливается ток, при котором его температурный коэффициент

минимален. Ключ импульсного делителя состоит из транзисторов

Т7 и Т8, при открытом Т7 и закрытом Т8 напряжение опорного источ­

ника на время %N подключается к нагрузке. Для увеличения крутизны фронтов, что особенно важно при длительности импульсов =

= 2 мксек, используются ускоряющие конденсаторы и диод Д с.

Как известно (см. § 10-10), импульсные делители напряжения,

работающие с фильтром, имеют нелинейную зависимость выходного

напряжения от частоты. Для устранения этой погрешности сопротив­ ление открытого транзистора Тй, входящее в сопротивление цепи раз­

ряда емкости, регулируется проходящим через него добавочным то­

ком от транзистора Т9. Влияние изменения остаточных параметров

ключа уменьшается тем, что переключаемое напряжение относительно

велико (6 в).

Выходное напряжение цепи обратной связи составляет 2,5 в при

максимальной выходной частоте 250 кгц, на которой отношение дли­

тельности импульса к длительности паузы равно единице. На двух нижних пределах измерения это напряжение дополнительно делится делителем А (рис. 13-3).

Коэффициент усиления разомкнутого преобразователя напряже­

ние — частота — напряжение при отключенном делителе А состав­

ляет £/0 c/At/BX ус = Ю5. Для повышения запаса устойчивости си­

стемы на пределах 0,2 и 2 а на вход усилителя включена ДС-цепь. Во входной цепи прибора имеется также источник стабилизирован­ ного напряжения смещения UCM, сдвигающего нуль на 10% от предела измерения. Это необходимо для того, чтобы при измерении напряже­ ний, меньших, чем амплитуда помехи, напряжение на входе усилителя не меняло знака. Соответствующая напряжению смещения начальная частота учитывается в цифровом частотомере прибора.

Измерение частоты импульсов обратной связи в вольтметре про­

изводится четырехдекадным счетчиком, имеющим емкость 3999. Время

счета задается частотой генератора 500 кгц и емкостью счетчика вре­

мени. По окончании счета импульс переполнения счетчика времени

опрокидывает триггер счета Тсч (рис. 13-3), ключи К4 и К 3 закры­

ваются, и одновибратор Од2 на 10 мсек подключает к счетчику импуль­ сов СИ систему отсчета. Задним фронтом импульс одновибратора от­

счета Од2 включает одновибратор сброса Odî, передним фронтом им­ пульса которого производится сброс счетчика на число 3800, тем са­ мым учитывается начальная частота (от напряжения смещения), со­

ответствующая 200 единицам отсчета. Задний фронт импульса Од1

через 0,5 мсек включает триггер счета Та> открывающий ключи Kt

и К3 счетчика импульсов и счетчика времени, и начинается новый цикл измерения.

При отрицательном входном сигнале в старшем разряде счетчика СИ устанавливается цифра 3. Это воспринимается автоматическим

устройством АУ как признак неправильного выбора полярности. При появлении в старшей декаде после окончания счета цифры 3 пе­

реключается знак полярности на отсчетном устройстве и одновременно

инвертируется код младшей декады счетчика. Так как эта декада ра-

Рис. 13-5. Структурная схема компаратора

ботает в самодополняющемся коде с избытком 3, то при показаниях

счетчика от 3999 (что соответствует — 1 единице отсчета входного

напряжения) до 3995 (что соответствует — 5 единицам) в результате

инвертирования во всех декадах произойдет перенос и установится

правильный отсчет измеряемого напряжения. Если же отрицательный сигнал превышает 0,25% от предела измерения (5 единиц отсчета), цифра 3 в старшей декаде сохранится и после инвертирования кода младшей декады, и это служит сигналом для переключения реле на входе прибора. Благодаря такой системе переключения полярности уменьшается число переключений реле Р при измерении входных сиг­ налов, колеблющихся около нуля.

В качестве примера прибора с нелинейными преобразователями

рассмотрим цифровой компаратор переменного тока с электростати­

ческими входным и обратным преобразователями, в котором исполь­ зуется амплитудная частотно-импульсная модуляция (АЧИМ) 1302,

3051. Формирователь симметричного пилообразного напряжения в этом приборе, являющийся одновременно преобразователем напряже­

ния в период, работает по принципу переключения направления ин­

тегрирования (см. рис. 1-12), причем входное напряжение интегратора

берется от стабилизатора, а верхним уровнем дискриминации является

выходное напряжение UK усилителей прямой цепи (рис. 13-5).

В результате формируется пилообразное напряжение вида В2 (см. табл. 13-2), амплитуда которого равна Ux. Действующее значение этого напряжения прямо пропорционально периоду Тх и равно в обо­

значениях табл. 13-1 и 13-2 (при ак = аг — а):

При равенстве вращающего момента электромеханического ком­ паратора М = КиЛ и противодействующего момента

Таким образом, период Тх прямо пропорционален измеряемому

напряжению UDX.

Прибор (рис. 13-5) содержит три стандартных усилителя постоянного

тока типа УПТ-12 в прямой цепи и один — в схеме формирователя.

Измеряемое напряжение подается на вход электромеханического ком­

паратора с изменяющейся площадью перекрытия пластин (на рис. 13-5

для простоты показан компаратор с изменяющимися зазорами). Угол

поворота подвижной части компаратора с помощью светового луча от лампы JJ, зеркала 3 и фоторезисторов R lt R z, включенных в мосто­

вую цепь, преобразуется в напряжение AU, поступающее через цепь ri> rii Ci на вход усилителя Ус1, работающего в режиме линейного усиления (охвачен отрицательной обратной связью через резистор Rs).

Усилитель Ус2 работает как интегрирующий (охвачен отрицатель­ ной обратной связью цепочкой г5С3), благодаря чему система приобре­ тает свойства астатичности. Цепь г8С2г4 (как и Схггг^ необходима

для обеспечения устойчивости.

Поскольку в цепи обратной связи прибора используется квадра­ тичный электростатический измерительный механизм, то коэффициент усиления разомкнутой системы /СР является величиной переменной,

зависящей от значения компенсирующего напряжения t/p. Вследствие

этого статическая точность и динамические свойства прибора оказы­

ваются зависимыми от уровня измеряемого сигнала Uax. «Спрямить» статическую характеристику можно посредством включения в прямую цепь прибора нелинейного преобразователя, приближенно реализую­ щего операцию извлечения квадратного корня. Практическое осущест­

вление такого преобразователя основано на использовании стандарт­

ного операционного усилителя с нелинейным сопротивлением (на кремниевых стабилитронах) в цепи обратной связи, что обеспечивает кусочно-линейную аппроксимацию заданной зависимости. Необхо­

димое число участков аппроксимации определяется из условия, что при максимальном отклонении от требуемой зависимости в узле ап­