книги / Цифровые приборы с частотными датчиками
..pdfб) сопротивление ключа импульсного модулятора в открытом со стоянии равно нулю, а емкость конденсатора памяти бесконечно мала по сравнению с емкостью ГЛИН;
в) выходное напряжение цепи памяти в промежутках между им пульсами сигнала обратной связи остается неизменным;
г) генератор управляемой частоты (ГУЧ) является безынерционным
звеном с характеристикой /гуч = /0 гуч |
^гуч^упр; |
соответственно |
|
частота сигнала обратной связи выражается как |
|
||
|
/ o . e = f o + S / / ynp, |
|
(П-7) |
гДе h — /о г у ч ^ ’ |
= S rv4IM, под £/упр имеется в виду абсолютная |
||
величина управляющего напряжения; |
|
|
|
Рис. |
11-20. Временная диаграмма |
работы |
идеализирован |
|
||||
|
|
|
|
ного узкополосного умножителя |
|
|
|||
|
д) |
импульсы |
входного .сигнала |
и |
сигнала обратной связи че |
||||
редуются. |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
Уравнение умножителя можно получить, приравнивая друг другу |
||||||||
выражения для (п + |
1)-го периода сигнала обратной связи, получен |
||||||||
ные из рис. |
11-20 и из формулы (11-7): |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
+ |
|
|
|
|
„ .- в , |
где S-L — крутизна пилообразного напряжения ГЛИН, определяющая |
|||||||||
напряжение |
Uynp |
в соответствии с |
выражением |
£/упр (п -f |
1) = |
||||
= |
S xx (га). |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Разделив обе части уравнения на Твх для перехода к безразмер |
||||||||
ным координатам и введя обозначения решетчатой функции % [п] = |
|||||||||
= |
т (п), |
у |
[п] = т |
[п]/Твх, а также |
обозначив |
Р = /оТвх, |
ср = |
||
= |
SfSiltx, |
получим |
|
|
|
|
|
||
|
|
|
1 - T W + T I » + ! ] - ■ : ■ |
4 |
= 0 » |
|
( П - 9 ) |
||
|
|
|
|
|
P + |
9Ï [ я ] |
|
|
|
Итак, рассматриваемый умножитель описывается нелинейным раз ностным уравнением первого порядка.
Условия устойчивости умножителя в малом можно найти, перепи
сав уравнение (11-9) в отклонениях от |
установившегося режима, |
||||
(Твх = Т *) |
и воспользовавшись первым |
(линейным) приближением: |
|||
|
ДЧГ[л + 1] —(1 —Ф) А?[л] = —Д |
Ш, |
(11-10) |
||
где А*' [п] = |
, ДБ [гг] = — |
. В соответствии |
с признаком |
||
устойчивости импульсных систем имеем | 1 — ф| < |
1. Это условие рас |
||||
падается на два: |
|
|
|
|
|
|
S fSir B x > 0 ; |
|
|
(11-11) |
|
|
SfSiTlx> |
2. |
|
|
( 11- 12) |
Первое |
неравенство устанавливает |
необходимость |
одинаковых |
знаков крутизн ГЛИН и УГ, второе при заданном Гвх ограничивает максимальное значение их произведения.
Максимальная полоса синхронизма определяется из неравенства
о < Туст < 1 |
(11-13) |
при условии, что произведение SfS 1 выбрано максимально возможным
по условию устойчивости. При этом для реализации ууст » 0, что оз
начает UyCT 0, или fBX æ f0, необходимо выбрать параметры ум ножителя так, чтобы условие устойчивости (11-12) удовлетворялось
ПРИ Тъх. макс = М/о> откуда следует
|
|
|
<S/Si = |
2fl |
(11-14) |
или ф |
= |
2 |
Р2.Подставляя это значение ф в уравнение (11-9) ипол |
||
у [п -г |
1 ] = |
у Ы |
= YyCT, получим |
|
|
|
|
|
0 < J ^ |
r < ] - |
( П ' 1 5 ) |
Разрешая это неравенство относительно (5, найдем |
условия, опре |
||||
деляющие полосу синхронизма умножителя: |
|
||||
|
|
|
0,5 < р < 1. |
(11-16) |
Итак, умножитель, введенный в режим синхронизма, способен оста
ваться в нем при изменении Твх от 1/2/0 до 1/f0. Полоса синхронизма реального умножителя несколько меньше из-за конечных длительно стей импульсов.
Геометрическая интерпретация неравенства (11-13) приведена на
рис. 11-21, на котором кривой изображена зависимость периода Т0 с
сигнала обратной связи от управляющего напряжения, а прямой —
зависимость Uynp от т или, что то же самое, выходного напряжения ГЛИН от времени его работы. Задаваясь различными т„ и определяя
по ним соответствующие значения Т0 с (п + 1), находим, что усло
вие т < Т0 с нормальной работы цепи выполняется для всех т < т3.
При т = т3 период сигнала обратной связи также равен т3. Дальней
шее увеличение т, например, до т4 привело бы к т > Т0 с, что невоз
можно. Таким образом, TQç мн§ определяется ординатой точки пере сечения характеристик ГЛИН и УГ. Заметим, что при Т0 с = Т0 ум ножитель находится на границе устойчивости, а при Т0 с = Тъ про
исходит «наталкивание» импульсов сигнала обратной связи на импульс
входного сигнала. Диапазон периодов, соответствующий полосе син хронизма, отмечен на оси ординат рис. 11-21 жирной линией.
Полоса захвата может быть найдена лишь в результате решения уравнения (1Г9) при произвольных начальных условиях. Ввиду от сутствия аналитических методов решения нелинейных разностных
Рис. 11-21. К определению полосы синхронизма умно жителя с генератором управляемой частоты
уравнений воспользуемся графическим представлением уравнения (11-9), построив семейство зависимостей у [п + 11 от у [п] для раз
личных значений р. Такое построение выполнено на рис. 11-22 для
шести значений р из полосы синхронизма (0,5; 1).
Полученные графики прежде всего могут быть использованы для определения любого у [п + k] по заданным у [п] и р, в частности,
для нахождения вида переходного процесса при включении на вход
умножителя сигнала постоянной частоты /вх — /0/р при некотором у [01. Прямая, проходящая под углом 45° к оси абсцисс, является линией установившегося режима, в котором у (п + 11 = у [п 1 не зависимо от я.
Определение полосы захвата умножителя в первую очередь тре
бует нахождения области значений р, при которых все у [/г 1 удовлет
воряют неравенству 0 < у [п 1 < 1, следующему из принципа работы
устройства при отсутствии ложных настроек, т. е. кривые должны находиться внутри квадрата на рис. 11-22. Анализ рис. 11-22 показы вает, что этому условию удовлетворяют лишь кривые для J3 из интер
вала (0,5; 0,92). В диапазоне 0,92 < р < ; 1,0 возможно появление отрицательных у [п], что физически соответствует нарушению усло вия чередования входных импульсов и импульсов сигнала обратной
связи. Численный расчет переходного процесса при приведенных выше допущениях показал, что и в этом случае может произойти захват,
но вряд ли это имеет практическое значение, так как при расчете не
Рис. 11-22. К определению полосы захвата и характера переход ного процесса в умножителе с генератором управляемой частоты
учитывались особенности поведения ТФК, когда его выходные им пульсы очень близки.
Остается доказать сходимость у In] к ууст при п—*со для указан ного интервала значений р и любых у [0] из интервала (0; 1). Спра ведливость равенства
lim -[ [л] -= Туст rt—оо
0 < 7 [0] < 1
0,5 < (5 < 0,92
следует из теоремы С. Банаха |
[259], если в записи уравнения (11-9) |
в виде у [п + 11 = ЧГ [у [«]} |
рассматривать ¥ как оператор сжатия, |
отображающий отрезок (0; 1) оси абсцисс в самого себя. Условие сжа
тия IЧЕТ' I < 1 выполняется для всех Y In] из интервала (0; 1) и (3 из интервала (0,5; 0,92).
Итак, полоса захвата, или рабочий диапазон умножителя по за хвату, составляет D3 = 1,84. Это значит, что в системе устанавли
вается режим синхронизма при любых начальных условиях, если на
вход умножителя включается сигнал с частотой от 1,09 /0 до 2/0. Све дения о характере и длительности переходного процесса, как указано
выше, могут быть получены из рис. 11-22. Характер переходного про
цесса может быть как монотонным, так и колебательным, а длитель ность его тем меньше, чем меньше |^[0] — 7уст|.
Другие типы узкополосных умножителей в рамках структурной
схемы рис. 11-14 могут быть построены, если изменить порядок за пуска и сброса ГЛИН или если заменить генератор управляемой ча
стоты генератором управляемого периода (ГУП) с характеристикой
вида Тгуп = Т0гуп + Srynf/ynp. Таким образом, имеем два варианта
работы ГЛИН: запуск входным импульсом и сброс импульсом обрат ной связи (прямое управление) или запуск импульсом обратной связи,
а сброс и коммутация импульсного модулятора (ИМ) — входным им
пульсом (инверсное управление), а также два варианта управляемого генератора: генератор управляемой частоты и генератор управляемого
периода, т. е. всего могут быть построены, вообще говоря, четыре типа
умножителей.
Умножитель с прямым управлением ГЛИН и генератором управ-
ляемого периода с приведенной к входу ФК характеристикой
+ |
(П-17) |
позволяет получить более широкую полосу синхронизма. Его урав нение
7 [ п + 1 ] - Т [ « ] ( 1 - е д = « - 1 , |
(11-18) |
где а = Т^=щ/Твх. Условия устойчивост у— 2 < |
S t5 r < 0 по |
смыслу аналогичны (11-11) и (11-12). Отрицательный знак произве дения S jS r может быть реализован, например, путем использования
генератора линейно падающего напряжения в качестве ГЛИН. Тогда
7,(Т=0) = Т’макс ~ Т'о + |
S TUMBKC. |
|
Полоса синхронизма умножителя определяется неравенством |
||
° < Т Ус т = |
“ 7 с - < 1 и л и 1 < « < ( ! — 5 tS r ) , |
( П - 1 9 ) |
показывающим, что режим синхронизма сохраняется при медленных изменениях периода входного сигнала от Гмакс до Тмакс/( 1 — S f ij) ,
а полоса синхронизма зависит от коэффициента усиления |
цепи |
||||
по |
замкнутому |
контуру и достигает |
максимальногоотносительного |
||
значения D c — 3 |
при 5 tS r = —2. Заметим, |
что в этом |
случае при |
||
периоде входного |
сигнала, |
равном Тмакс/3, |
умножитель |
находится |
|
на |
границе устойчивости. |
Графически полоса синхронизма опреде |
ляется с помощью рис. 11-23, где прямой 1 изображена характери стика ГЛИН, а прямой 2 — характеристика управляемого генера
тора.
Полоса захвата, определяемая изложенным выше способом, со ставляет с учетом условия устойчивости —2 < S XS T < 0, справед
ливого как в малом, так и в большом ввиду линейности уравнения
умножителя,
1 - 7 Щ] (1 + S ,S r) < а < 1 + 11 - Т [л] (1 + S ,S r)), (П-20)
Рис. 11-23. |
К определению полосы синхронизма умно |
||||
|
|
|
жителя с ГУП |
|
|
причем это неравенство должно выполняться для всех у |
In 1 в интер |
||||
вале 0 < у [п] < |
1. |
Имеем |
|
|
|
1 < |
а < |
1 — S XS T для |
0 < — S 1S r < 1; 1 |
|
|
— S ,S r < a < 2 |
для |
1 < — S lS T< 2 . j |
(П '21* |
Важным является тот факт, что при значениях —5 ,5 Г из интер
вала |
(0; 1) |
полоса захвата равна полосе синхронизма, а |
при |
1 < |
— S ,S r < |
2 она меньше полосы синхронизма (рис. 11-24). |
Наи |
большее значение полосы захвата, как следует из неравенств (11-21), равно 2 и может быть достигнуто при S [S T = —1.
Характер и длительность переходного процесса при включении
на вход |
умножителя |
сигнала постоянной частоты а/Т макс |
наиболее |
||||
просто |
определяются |
из |
решения |
разностного |
уравнения |
(11-18): |
|
|
'1 М = |
7 у с т |
+ ( 7 [ 0 ] - |
7 у СТ) ( 1 + |
V |
r ) " |
( И - 2 2 ) |
Из выражения (11-22) следует, что при 0 < |
—5 ,S r < 1 |
характер |
переходного процесса монотонный, а при 1 < —S ,S r < 2 — колеба-
тельный. Переходный процесс тем короче, чем ближе начальное зна
чение относительного сдвига у [0] импульсов к установившемуся значению ууст и чем меньше 11 + . Переходный процесс может
быть рассчитан и графически по рис. 11-25, аналогично рис. 11-22.
Ориентировочная оценка свойств умножителей с инверсным управ-
лением ГЛИН (запуск импульсами обратной связи, а сброс импуль
сами входного сигнала) показывает, что эти умножители не имеют
самостоятельного значения из-за малой полосы захвата. Однако они могут оказаться очень полезными в сочетании с прямыми преобразо
вателями типа, например, период — напряжение — период. Так, цепь
интегральной коррекции широкополосного умножителя (см. рис. 11-17, 11-18) по существу представляет со
бой умножитель с инверсным управ |
з |
|
Тмдкс |
-, |
|
|
j j |
|
|||||
лением и ГУП. Этот |
тип |
умножи |
|
|
ж |
|
|
||||||
|
|
T |
fn |
|
|
|
|||||||
теля, как |
показывает |
анализ, тео |
2 |
|
|
1 |
|
|
|
||||
ретически |
|
имеет бесконечно боль |
|
|
|
|
|
||||||
шую полосу синхронизма от Тпх= |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Г у ДО Т |
ус о , |
|
|
1 |
|
|
ч |
|
|
|
|||
Оценка |
|
фильтрующих |
свойств |
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
ч2 |
|
|
|
|||||
узкополосных умножителей по отно |
|
|
|
|
|
|
S f ST |
||||||
шению к периодическим или флук- |
и |
|
0.5 |
1.0 |
1.5 |
2.0 |
2.5 |
||||||
туационным помехам в виде фазо |
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
вой или частотной модуляции вход |
Рис. |
11-24. Зависимость полос захва |
|||||||||||
ного сигнала производится с помо |
та |
и |
синхронизма от коэффициента |
||||||||||
щью частотных характеристик. Так, |
|
|
|
усиления |
цепи |
|
|||||||
/ — полоса |
синхронизма; |
2 — полоса |
за |
||||||||||
для умножителя с ГУП амплитуд |
|
|
|
|
хвата |
|
|
|
|||||
ная и фазовая частотные характе |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
ристики, получаемые |
обычным путем |
[2811 |
на |
основе |
разностного |
||||||||
уравнения |
|
(11-18), |
могут |
быть записаны так: |
|
|
|
|
|
||||
|
К * (/2, |
0)1 = |
|
|
S XS 7 |
|
|
|
|
|
|||
|
1 — 2 (1 — S ^ j.) cos il -f (1 |
— S jS 7)2 |
|
||||||||||
|
|
|
|
] / |
|
||||||||
|
|
cp* (il, |
0) = |
— arctg - |
|
|
sin 12 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
cos £ — (1 — S xS r)
Вид частотных характеристик показан на рис. 11-26. Вид харак теристик при значениях относительной частоты 2 от я до 2я является зеркальным отображением характеристик при значениях 2 от 0 до я.
При дальнейшем увеличении 2 характеристики повторяются, что
является следствием периодичности частотных характеристик импульс ных систем.
Для умножителя с ГУЧ из-за нелинейности разностного уравне ния (Н-9) передаточную функцию и частотные характеристики ана
литически получить нельзя. Однако при малых (или медленных)
изменениях Тпх возможно представление умножителя как линейной
Рис. 11-25. К определению характера переходного процесса в умножителе с ГУП
системы ФАП. Такой подход хорошо согласуется с экспериментом, В этом случае частотные характеристики имеют вид:
Iк * (/S, 0)1 = - ; |
d _ |
; |
V 2 — 2 (1 — d) cos Ü + d (d—2) |
||
cp*(9, 0) = — arctg— = sinQ |
|
|
|
cos P — (1 — d ) * |
|
где d = S tS f T. Зависимости |/Ç* (/2 , |
0) | и <p* (9, |
0) для нескольких |
значений параметра d изображены на рис. 11-27. |
|
Учитывая, что при уменьшении относительной частоты характери
стики мало отличаются друг от друга, можно описывать поведение системы при большой глубине мо
дуляции с низкой частотой их сово
купностью. В качестве примера на
рис. 11-28 штриховкой отмечена область характеристик для относи
тельного рабочего диапазона дат
чика, равного 1,2. Например, при характерном для струнных датчи
ков рабочем изменении частоты от 5 до 6 кгц (D = 1,2), как показы
вают расчеты, неравномерность ча стотной характеристики не превы шает ±0,2% вплоть до значения частоты модуляции, равного 40 гц
или относительной частоте 9=я/18. Результаты расчетов для широ кополосного умножителя на основа
АИС ФАП дают: уравнение умножителя
|
|
1 — 7 1п ~Ь 1) |
, |
|
|
Л (1— 7 [л] О) |
|
|
|
7 [л + 21 |
(11-23) |
*(1 —7[« H" U<0 |
Рис. 1J-2G. Частотные характери |
||
|
|
S fS, |
стики умножителя с ГУП |
где k = |
• |
7°2 |
|
|
|
м |
|
Условия устойчивости умножителя в малом |
|||
|
|
k(\ — |
у.) > 0; Л(1 — х) < 4; fee > 0, |
где у. = |
1 — о = S 1/S 2. |
Если исходить из условия обеспечения наибольшего запаса по ста
бильности и принять ууст = 0,5, то из 7уст = l /^ ~ -1 — получим k = l+v.
Определяя условия отсутствия ложной настройки, можно пока
зать, что допустимые значения k и •/. должны удовлетворять следую
щим неравенствам:
K k < 1 ,5 ; - i - O < 1 . |
(П-24) |
О |
|
Рис. 11-27. Частотные характеристики умножителя с ГУП
Значения относительных полос захвата и синхронизма умножителя
совпадают и определяются возможной перестройкой управляемого
72 |
36 |
2<* |
18 |
Рис. 11-28. Начальный участок амплитудно-частотной характеристики умножителя
Характер переходного процесса при включении на вход умножи
теля сигнала постоянной частоты при выполнении условия (11-24)
всегда колебательный. Эти результаты были получены как эксперимеи-