![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Кушманов И.В. Электронные приборы учеб. пособие
.pdfИногда в Т-образную схему вместо генератора эдс включают генератор тока, который для выходного тока должен иметь беско нечно большое сопротивление. В схеме с общей базой этот генера-
(?)г„-ь
—о |
■о- |
о- |
-о — |
Рис. 2.65. Т-образные эквивалентные схемы транзистора:
а) обобщенная; 6) с общей базой; в) с общим эмиттером; г) с общим кол
лектором
тор присоединяют параллельно сопротивлению гк (рис. 2.66а), ток его равен /эа. Условие эквивалентности указанных генераторов со-
Рис. 2.66. Т-образные эквивалентные схемы с генератором тока: а) с общей базой; б) с общим эмиттером
стоит в том, что падение напряжения, создаваемое током генера тора рис. 2.66 на сопротивлении гк, равно эдс генератора схемы (рис. 2.656) /эаг„ = /эгу.
Приведем Т-образную эквивалентную схему транзистора для случая включения с общим эмиттером. Параметры этой схемы ос таются теми же, что и в схеме с общей базой, но сопротивления эмиттерного перехода и базы меняются местами. Ко входу прикла дывается напряжение Uоэ, а ток во входной цепи равен Іо (рис.
2.65в).
Выведем формулы, связывающие параметры данной Т-образной схемы с /--параметрами. Воспользуемся с этой целью уравнениями
четырехполюсника для /--параметров |
(2.52), |
(2.53) |
и уравнениями |
||
Кирхгофа; |
|
|
|
|
|
Uo<) — I б (гб + |
Лэ) + А ^ э . |
A + As + |
A t “ |
® |
(2.65) |
и кэ = гэ + |
А< (гк + гэ) — Ату |
|
|
|
190
Так как U^ = Uga; U2 =U кэі h = h ,’ h — Ік, то, сопоставив |
уравне |
||
ния четырехполюсника и Кирхгофа, получим следующие |
соотно |
||
шения: |
|
|
|
гп = гэ -Г /'б; |
г-21 = гэ— гу |
( 2.66) |
|
г12 = гэ\ |
/22 = /э + гк— /у |
||
|
Рассматриваемую Т-образную схему целесообразно преобразо вать так, чтобы эдс эквивалентного генератора была выражена че рез ток /б в ее входной цепи (а не через /э). 'Преобразуем величину эдс генератора:
/элу = — /сГу — Ѵ у = — Ѵ у — /кагк. |
(2.67) |
Таким образом, в преобразованной схеме эдс генератора равна ІбГу, а знак ее меняется на противоположный; сопротивление гк в выходной цепи заменяется сопротивлением гн(1—а).
Генератор эдс также можно заменить генератором тока (рис. 2.666). Для этого параллельно сопротивлению rK(il—а) включают генератор тока с бесконечно большим сопротивлением для тока Ік. Ток генератора равен /бр. Падение напряжения, создаваемое этим током на сопротивлении гк(:1—а),
1 б $ г к ( 1 — а ) = 16 - ^ — г к ( \ — а ) = 1б а г к = 1б г у , |
(2.68) |
т. е. равно эдс генератора предыдущей схемы.
Наконец, построим Т-образную схему транзистора для случая включения с общим коллектором (рис. 2.65г) и найдем формулы, связывающие ее параметры с /'-параметрами четырехполюсника:
Г ц = г к + г6, |
Г21 — г к |
(2.69) |
|
Г і 2 = Г к --- Гу) |
Г2 %= /"э + ■гк ---- Гу |
||
|
|||
Параметры рассмотренных Т-образных схем широко применя |
|||
ют при расчетах устройств на низких частотах. |
|
Квазистатический режим работы транзистора
Параметры квазистатического режима. Рассмотрим особенности работы транзистора, включенного по схеме с общей базой, в качестве усилителя низкой частоты. Схема усилителя приведена на рис. 2.67. В выходную цепь транзистора включен на грузочный резистор Rn и источник питания с эдс а во вход ную — эквивалентный генератор сигнала с действующим значени ем эдс ЕГ и внутренним сопротивлением Rr и источник постоянного напряжения Еэ. Все токи и напряжения в схеме во время работы меняются. Такой режим работы называется квазистатическим. Ве личины, связывающие между собой весьма малые изменения токов и напряжений, называются параметрами этого режима. При малых напряжениях входного сигнала параметры могут определяться че-
19t
рез отношения амплитудных значений токов и напряжений. Вели чины параметров сильно зависят от схемы включения транзистора. Практически используются следующие параметры квазистатиче-
Рис. 2.67. Схема усилите ля ич и ее характеристи ки
|
|
|
|
at / to |
to3 |
to3 to* Ю3ог,ом |
скот режима (здесь и далее |
под Л, |
П. Uі |
и U2 |
подразумеваются |
||
переменные токи и напряжения): |
|
|
|
|
|
|
—• коэффициент усиления по току |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
(2.70) |
— коэффициент усиления по напряжению |
|
|||||
JS |
|
U2 . |
|
(2.71) |
||
к ‘ = и |
: ’ |
|
||||
|
|
|||||
|
;; |
1 |
~к‘к- |
|
||
— коэффициент усиления по мощности |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
(2.72) |
— входное сопротивление |
|
|
|
|
|
|
п |
_ |
Ui |
) |
|
(2.73) |
|
^вх • . |
|
|||||
|
|
1 |
1 |
|
|
|
определяемое при условии, что в выходной цепи транзистора от |
||||||
сутствует источник переменной эдс; |
|
|
|
|
|
|
— выходное сопротивление |
|
|
|
|
|
|
Явы* = - ^ |
, |
|
(2.74) |
определяемое при условии, что во входной цепи транзистора зако рочен источник переменной эдс, т. е. Ег~ 0.
192
Формулы для определения указанных параметров можно полу чить путем 'Совместного .решения уравнений четырехполюсника и уравнений Кирхгофа для переменных напряжений и токов:
|
|
|
|
|
U i — h r u + /2/і2 = |
Е т — /і Rr', |
(2.75) |
|||||
|
|
|
|
|
U l — II f il + |
/2 r22 = |
К Rn- |
|
(2.76) |
|||
В результате получим: |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
Kt |
|
аг22 |
|
|
РЯН |
(2.77) |
||||
|
|
|
■^Н+ r 22 ; |
= |
Ra + r 2 2 (1 —Р ѵ) |
|||||||
|
|
|
|
|||||||||
|
|
К |
р |
= |
К і |
К и |
= |
|
|
а р . ___________ |
(2.78) |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
при |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
% |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ар |
|
|
Ra |
|
|
\ |
( |
К |
р |
К р |
макс |
(2.79) |
|||
|
^ " 2 2 |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
Г 12 Г21 |
|
|
(l + |
K l - P v ) 2 |
||
|
RBX |
|
^*11 |
> 7?вых — r22 — |
r12 r2! |
(2.80) |
||||||
|
|
|
|
|
|
Г22 + |
|
|
Hl + |
|
||
ЗдеСЬ р = Г2і/Ль Ѵ— Гі 2//22 = |
Лі2. |
|
|
|
|
|
||||||
Параметры квазистатического режима, можно выразить и через |
||||||||||||
/г-параметры транзистора: |
|
|
|
|
|
|
||||||
К і |
= |
1+ Л22 Ru |
|
Ка = |
|
|
|
|
_Яң_ |
|||
|
|
Ra |
(Kl h22 — ^12 ft21) |
ftll |
||||||||
|
|
|
|
|
||||||||
При RB~*~°°К и~ * ~ Ки |
макс —^ 2 1 /(h-uhzz |
h-ivhn) — р. |
|
|
Из ф-лы (2.77) для Кі (сравните с формулой для крутизны 5Н электронной лампы) следует, что 'коэффициент усиления потоку пропорционален статическому коэффициенту передачи тока а и за
висит от сопротивления нагрузки |
Ru, уменьшаясь с увеличением |
|
последнего до нуля. |
|
|
Из ф-лы |
(2.77) для К и (сравните с формулой для коэффициен |
|
та усиления |
К электронной лампы) |
следует, что коэффициент уси |
ления по напряжению пропорционален статическому коэффициенту усиления по напряжению р и зависит от сопротивления нагрузки Ra, возрастая с увеличением последнего от нуля до р. Кроме того, величина Ки зависит от коэффициента обратной связи по напря жению ѵ = ’/гі2.‘ с увеличением ѵ К и возрастает.
Наибольшее усиление мощности сигнала имеет место при одно временном равенстве входного сопротивления транзистора внут реннему сопротивлению источника сигнала и выходного сопротив ления транзистора сопротивлению нагрузки. Сопротивления Rr и Ra, при которых усиление по мощности максимально, называются оптимальными: Rr 0П и RB0П-
7—182 |
193 |
Формулы (2.80) указывают на сильную зависимость RBX от со противления нагрузки R H, а /?вых — от внутреннего сопротивления генератора сигнала Rr. Эти зависимости для схемы включения ОБ представлены на рис. 2.67.
Нагрузочные характеристики. Анализ работы транзисторов при помощи нагрузочных характеристик допустим лишь в диапазоне низких частот, где параметры транзисторов активны и практиче ски не зависят от частоты f. Для графического определения пара метров из нагрузочных характеристик необходимо построить по следние на графиках с семействами статических выходных и вход ных характеристик.
Выходную нагрузочную характеристику строят так же, как и Для электронных ламп. Исходя из уравнения Кирхгофа EK— UK§ +
+ iKRn, на графике проводят прямую, |
пересекающую |
оси |
коорди |
нат в точках и кв= Ек (на оси абсцисс) |
и iK= EK/Rn на |
оси |
ординат |
(рис. 2.68а). Рабочий участок AB на характеристике не должен вы-
Рис. 2.68. К построению нагрузочной прямой на характеристи ках транзистора:
а) выходной; б) входной
ходить за пределы кривой максимально допустимых токов 7Км а к с , а также той части нагрузочной характеристики, в которой равным приращениям коллекторного тока Дік соответствуют равные при ращения тока эмиттера Аіэ. Однако это условие является, хотя и необходимым, но недостаточным для неискаженного усиления в транзисторах.
Выбрав положение начальной рабочей точки О (Іэо, ДКбо на гра фике с выходными характеристиками и амплитуду синусоидально го входного тока ІЭт, находят начальный коллекторный ток /к Ср и амплитудные значения /кт и UKбт, по которым рассчитывают:
— полезную мощность в нагрузке Pa=UKmUKбт /2;
' — мощность, отбираемую от источника питания в коллектор
ной цепи, Р0 =ЕКІКср;
— мощность, выделяемую в коллекторном переходе Рк= Ро—
^кср7?н;
— полную мощность, выделяемую на транзисторе в режиме по коя Р = Ік ср^кбО"1-7эоС7эбо»
ІЙ
— коэффициент усиления ПО току Кі = Ікт/ІЭ7п, где Іэт = І ”3 — -- 1 uO== IзО—/ э .
Для определения остальных параметров требуется построить входную нагрузочную характеристику на графике со статическими характеристиками /-э= /(£ 'эо) при Uk 5 = const (рис. 2.686). Для это го переносят на указанный график точки пересечения-выходной нагрузочной характеристики со статическими P{=f(UKo). Соединяя точки, имеющие ординаты /э и UKß, получают входную нагрузочную
характеристику. Определив на ней положение начальной рабочей точки О (7эо, йш ) и рабочий участок AB (UKeJm, І:)т находят ам
плитудное значение U0о,п и рассчитывают:
—МОЩНОСТЬ ВО ВХОДНОЙ цепи Рі = Рвх = ІзтУэбтІЗ',
—входное сопротивление Двх= Дост/Дт;
—коэффициент усиления по напряжению Ки = Дкбт/Дст; '
—коэффициент усиления по мощности Кр = Р-п1Ртя= КиКи Обычно в справочниках приводятся лишь входные характерис
тики |
транзистора для £/„б=0 и для рабочего напряжения U„c>» |
(или |
UKэо для схемы ОЭ), с которой сливаются все входные харак |
теристики в широком диапазоне величин £/,;G от 3—5 В до £/КбмаксВходная нагрузочная характеристика п этом случае совпадает со статической характеристикой для О\;оо, входное сопротивление в квазиетатичеокоім режиме будет Яі>х = гц=Л11) а выходное соп-ротив-
ЛѲ Н'Ие / ? п ы х = - / 2 2 = l / / * 2 2 -
В том случае, когда входная нагрузочная характеристика по лучается нелинейной, появляются нелинейные искажения, даже ес ли режим по выходной нагрузочной характеристике был выбрал правильно. Это объясняется наличием обратной связи в транзи сторах, которая отсутствует в вакуумных триодах, работающих без токов в цепи управляющей сетки. Для уменьшения нелинейных искажений, следует понизить амплитуду входного сигнала или ис пользовать источник сигнала с большим внутренним сопротив лением.
Сравнение свойств транзисторов при различных схемах вклю чения. Для сравнения свойств транзистора при включении его в схемах ОБ, ОЭ и ОК. были рассчитаны параметры маломощного германиевого транзистора в рабочем режиме в этих трех схемах при различных сопротивлениях нагрузки Яи и источника сигнала Яг. Параметры Т-образной эквивалентной схемы транзистора: ra— 25 О-м; re = 100 Ом; гк=1 МОм; гу = 0,975 МОм ‘).
Коэффициент усиления по току Кі считается положительным, если токи на входе щ на выходе транзистора в любой момент со гласно теории четырехполюсника либо входят из внешней цепи в транзистор, либо выходят из него во внешнюю цепь. Если же один из них входит в транзистор, а другой в это же время выходит из него, то Кі считается отрицательным.
*) Г. С. Ц ы к и н. Усилительные устройства. М.г «Связь», 1971.
7* |
.19? |
Коэффициент усиления по напряжению К и считается отрица тельным, если транзистор меняет фазу усиливаемых сигналов. Так, при подаче на эмиттерный переход положительного (прямого) полупериода напряжения сигнала в схеме ОЭ минусом к базе вы ходной дырочный ток в транзисторе типа р-п-р растет, и напряже ние на нагрузке увеличивается.
На основании вышеизложенной теории и расчетов по ф-лам (2.77) — (2.80) можно сделать следующие основные выводы:
—величина К і в схеме ОБ всегда меньше единицы; в схемах ОЭ и ОК величины К і, близки друг к другу и при а-ні достигают нескольких десятков единиц, а иногда даже превышают 100;
■— величина К и в схеме ОК несколько меньше единицы; в схе мах ОЭ и ОБ величины Ки одного порядка и достигают нескольких сотен или тысяч единиц;
—величина К Р имеет наибольшее значение для схемы ОЭ, что
иявляется одной из главных причин широкого применения этой схемы при усилении слабых сигналов;
—схемы включения транзистора с общей базой и общим кол лектором не меняют фазы усиливаемого сигнала, тогда как схема включения с общим эмиттером изменяет его фазу;
—схема ОБ применяется, главным образом, в усилителях мощности низкой частоты наряду со схемой ОЭ; она создает зна чительно меньшие нелинейные искажения, чем схема ОЭ, хотя и
требует большей амплитуды |
сигнала на входе (из-за |
меньшего |
|
Кр; кроме того, в схеме ОБ выше предельная |
частота |
усиления |
|
по току; |
|
|
|
— схема ОК обладает высоким сопротивлением К ох, поэтому |
|||
ее рационально использовать |
в первом каскаде |
усилителя после |
|
прибора с большим внутренним сопротивлением |
(например, ваку |
умного фотоэлемента); эту схему выгодно применять в усилителе мощности низкой частоты при малом напряжении источника пита ния (порядка 1 В). Схема ОК вносит малые нелинейные искаже ния, но используется гораздо реже, чем схемы ОБ и ОЭ, так как в ней К и<1.
Частотные свойства транзисторов
Усилительные свойства транзисторов определяются свойствами материала, из которого они изготавливаются, техноло гией их производства, конструкцией, режимом работы и схемой включения. С ростом частоты усилительные свойства ухудшаются. Это означает, что уменьшается усиление, йадает выходная мощ ность, появляется фазовый сдвиг, т. е. запаздывание выходного тока по отношению к входному. На диапазон рабочих частот тран зисторов оказывают влияние следующие параметры:
— время пролета неосновных неравновесных носителей в обла сти базы от эмиттерного перехода до коллекторного;
196
—емкости эмиттерного Сэ и коллекторного Сі{ переходов;
—объемное сопротивление базы г'б, определяемое ее геомет
рическими размерами.
При рассмотрении работы транзистора р-п-р в схеме ОБ ока зывается, что диффузионный характер распространения неравно весных дырок в базовой области приводит к дисперсии времени их прибытия к' коллекторному переходу. С ростом частоты из-за этого уменьшается амплитуда сигнала на выходе транзистора, а следо вательно, и коэффициент передачи тока а. Допустим, что в момент поступления на вход транзистора положительного полупериода сигнала через эмиттерный переход инжектируется большое число дырок. Часть из них быстро достигает коллекторного перехода; другая же часть, двигаясь по более длинному пути, задерживает ся. При высокой частоте сигнала, когда среднее время перемеще ния дырок в базовой области сравнимо с его периодом, положи тельный полупериод быстро сменяется отрицательным. В течение действия отрицательного полупериода число инжектированных ды рок уменьшится, и часть их дойдет до коллекторного перехода од новременно с запоздавшими дырками от положительного полупе риода. В результате этого сигнал на выходе транзистора получится усредненным, а усилительный эффект и коэффициент d уменьшатся.
Чем больше толщина базовой области и, следовательно, чем больше среднее время пролета базы дырками, тем сильнее про является запаздывание носителей и тем меньше коэффициент пе редачи тока. Для триодов типа р-п-р время диффузионного пере мещения т =W%/Dp. Это время соответствует примерно периоду
колебания напряжения переменной частоты /= 1/т, которое транзи стор еще усиливает.
Как и в электронной лампе, при больших углах пролета Ѳ>120° работа транзистора нарушается полностью, он перестает усили вать мощность. Его коллекторный ток уменьшается, и между ним и эмиттерным током возникает сдвиг фаз ср, тем больший, чем больше толщина базовой области и чем меньше коэффициент диф фузии неосновных носителей. С повышением частоты сигнала угол <р возрастает.
Влияние дисперсии сказывается и на форме сигнала. Если на вход транзистора подать прямоугольные короткие импульсы, то на его выходе фронт и спад каждого импульса растянутся и импуль сы примут вид трапеции. Аналогично форма сигнала искажается и в случае входного сигнала синусоидальной формы.
Анализ протекающих в транзисторе процессов показывает, что коэффициенты а = —/?2іб и ß='Л2іэ, постоянные и действительные в области низких частот, при повышении частоты приобретают ком плексный характер, уменьшаясь с частотой по довольно сложному закону. Однако с допустимой для технических расчетов погреш-
197
ностыо комплексные значения коэффициента передачи тока и и х модули можно аппроксимировать выражениями:
а |
«о |
|
n |
1 |
au |
(2.81) |
|
|
|
|
u |
||||
|
1+ i -j- |
|
|
|
l / |
Г f ' 2 |
|
|
'a |
|
|
|
V1 + kJ |
|
|
|
,+і L |
Bl« |
ßo |
(2.82) |
|||
а фазовые сдвиги |
|
|
|
1+ |
k/ J1 |
|
|
- выражениями: |
|
|
|
||||
|
фб = |
|
arc tg |
fa |
|
(2.83) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Фэ = |
|
arc tg |
f . |
|
(2.84) |
|
где fa и / p — предельные частоты транзистора в схемах |
общей |
||||||
базой и общим эмиттером соответственно. |
включенного по схеме с |
||||||
Предельной частотой f а транзистора, |
общей базой, называется частота, на которой модуль коэффициен
та передачи тока эмиттера уменьшается в У 2 раз (т. е. на 3 дБ) по сравнению с его значением на низких частотах:
Ы = У Г - |
(2-85)' |
Аналогично предельной частотой |
транзистора, включенного |
по схеме с общим эмиттером, называется частота, на которой мо
дуль коэффиціента передачи тока |
базы уменьшается в У 2 раз |
(т. е. на 3 дБ) по сравнению с его |
значением на низких частотах: |
І М = т г - Предельные частоты являются важными параметрами транзи
стора. Зависимости модулей |ß |, |а | и фазового сдвига от частоты изображены на рис. 2.69. В ряде случаев для практических расче тов используют частоту /т, на которой статический коэффициент передачи, тока базы при включении транзистора в схеме с общим эмиттерам равен единице ‘(ірис. 2.69).
Значения fT, f a или f ß указываются в справочных данных тран
зистора; иногда вместо них дается |
минимальное значение ß' на |
частоте Г, значительно превышающей |
это дает возможность оп |
ределить fT или f p . |
|
Так как участок AB кривой, изображенной на рнс. 2.69, удовле творительно совпадает с гиперболой, то
ß/ß /р.^ |
Уг /' ~ 1 fr = |
const. |
• (2.86)' |
Отсюда |
в ;, г |
|
|
/т- ^ ß / 'Z ; |
_ h_ |
(2.87) |
|
/в — |
|
198
Рис. 2.69. Зависимость предельных параметров транзистора от частоты
Анализ процессов в транзисторе показывает, |
что предельная ■ |
частота в схеме с общей базой более чем в (l+ ß 0) |
раз превышает |
предельную частоту в схеме с общим эмиттером: |
|
/« = ™( l + ß 0)/ß, |
(2.88) |
где- т — числовой коэффициент, определяемый физикой процессов |
в транзисторе, зависящий от технологии его изготовления; обычно
ш = 1 ,1-4-2. Из этого выражения по известной частоте /р можно оп |
||||||
ределить / а ■ |
|
изменение с ростом |
частоты |
модуля |
|р| по |
|
Более |
быстрое |
|||||
сравнению |
с |
|а | |
(рис. 2.69) объясняется |
тем, что разность |
(1-—а) |
|
в выражении |
ß= a /l—а меняется быстрее, чем а |
и увеличением |
фазового сдвига с частотой. На низких частотах ф=0 и /„ мало
отличается по величине от /э; /б имеет малую величину |
(рис. 2.70а). |
|||
С рос'том частоты ток /к начинает отставать от |
|
|
||
тока /э, а ток /с увеличивается даже при неиз |
|
|
||
менном значении / к (рис. 2.706). |
|
|
||
У мощных низкочастотных транзисторов |
|
|
||
/т = 100-4-500 кГц, у маломощных низкочастот |
|
|
||
ных [т= 0,5-4-2 МГц, у мощных высокочастотных |
|
|
||
/т = 20ч-100 МГц и выше, у маломощных вы |
|
|
||
сокочастотных /т= 50-4-1000 МГц и более. |
|
|
||
При использовании эквивалентных схем с |
|
|
||
У параметрами при расчетах используют пре |
|
|
||
дельную частоту крутизны /,ч |
транзистора, на |
|
|
|
которой модуль проводимости пр_ямой переда |
ные диаграммы то |
|||
чи g2i= hlUi уменьшается в |
У 2 раз по срав |
ков транзистора: |
||
а) на |
низких час |
|||
нению с ее значением на низких частотах. Эта |
||||
тотах; |
б) на высо |
|||
проводимость аналогична крутизне S = d I a / d U c |
ких частотах |
199