Добавил:
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

книги из ГПНТБ / Гинзбург, В. В. Теория синхронизации демодуляторов

.pdf
Скачиваний:
20
Добавлен:
21.10.2023
Размер:
9.34 Mб
Скачать

положения интервала невелики, то чувствительность такого ВП мала. Лучшими характеристиками обладают УС, у которых ВП содержит собственные корреляторы, работающие с временным сдвигом друг относителньо друга. Результат сравнения выходных сигналов корреляторов используется для подстройки фазы автоге­ нератора замкнутого УС.

Коррелятор измеряет проекцию сигнала на 1юоо|рдинатную функ­ цию, поэтому сигнал на выходе коррелятора пропорционален модулю вектора, компонентами которого являются такие проек­ ции. УС по модулю вектора сигнала предлагались в [56, 58] и ря­ де других. Аналогичные УС для многоканальных систем связи рассмотрены в гл. 5.

В простейшем случае когерентного демодулятора сигналов с однократной ФМ сигнал на посылке одномерен, т. е. определяет­ ся одной проекцией, и модуль совпадает с абсолютной величиной этой проекции. Функциональная схема ВП двухпозиционного УС принимает в этом случае вид рис. 4.4а. Входной сигнал в таком

Рис. 4.4. Входной преобразователь замкнутого УС по модулю вектора сигнала:

а) при одномерном сигнале (при когерентном прие­ ме ФМ сигналов); б) при многомерном сигнале (И_, И+ — интеграторы с пределами интегрирова­ ния (tiAT/2,ti + T—Д772) и (<1+ ДГ/2, ti+T+At/2)

соответственно)

ВП умножается на опорное когерентное колебание, и полученное произведение интегрируется на двух инте|р1валах времени с дли­ тельностью Т каждый, причем начала интегрирования в интегра­ торах сдвинуты на АГ/2 и —АТ/2 относительно начала интегри­ рования в интеграторе решающего устройства. Абсолютные ве­

90

личины (АВ) или квадраты интегралов сравниваются между со­ бой, и по знаку разности (ЗР) абсолютных величин принимается решение об изменении фс.

В общем случае сигнал на входе демодулятора описывается n-мерным вектором. В качестве ВП в этом случае может исполь­ зоваться устройство рис. 4.46, где Кв — квадратор. Каждый из сумматоров измеряет квадрат модуля вектора сигнала три сдви­

ге интервала

интегрирования на ДТ/2 или —АТ/2.

Сигналы

/4(0 .......fri(t)

взаимно ортогональные опорные колебания. В

частности, при

когерентном приеме сигналов с многократной

ФМ (или ФРМ)

fi(t) =sincoo^, fz(t) =со&а>0( — взаимно

ортого­

нальные когерентные колебания, а при некогерентном

приеме —

аналогичные некогерентные колебания. При когерентном приеме

сигналов

с

ортогональной

ЧМ п = 2, причем fi(t) =simoi/,

=

= sin>(i)2^

ортогональные

когерентные колебания, при

некоге­

рентном приеме сигналов с ЧМ п= 4 и т. д.

 

Рассмотренные УС предназначены, как отмечалось выше, для одноканальных систем связи. Следует, однако, отметить, что в смысле возможностей использования таких УС к одноканальным относятся также многоканальные системы с временным разделе­ нием каналов и системы с неперекрывающимися спектрами ка­ нальных сигналов, в которых разделение каналов не связано с необходимостью предварительного установления синхронизма.

Наибольшее распространение получили в настоящее время УС по пересечениям. Ниже рассмотрены общие методы и приме­ ры исследования таких УС.

4.2. Разомкнутые резонансные УС по пересечениям

Точные выражения для коэффициентов At, Вц. Как показано в гл. 2, иссле­ дование резонансного УС при заданном ВИРУ сводится к нахождению величин At, Btj, определяемых в соответствии с (2.8) и (2.9) статистическими характе­ ристиками выходного сигнала ВП. В рассматриваемом случае в качестве ВП ис­ пользуется измеритель пересечений, который каждому пересечению выходным сигналом детектора нулевого уровня сопоставляет импульс, подаваемый на ВИРУ (см. рис. 4.3). Остановимся сначала на влиянии формы импульсов на ха­

рактеристики фс.

 

 

ние

Обычно единственной причиной изменения формы импульса является влия­

содержащейся

в измерителе пересечений нелинейности (в

измерителе

рис.

4.3 — устройства

АВ) при «наложении» соседних импульсов.

«Наложение»

происходит, когда интервал между соседними пересечениями оказывается мень­ шим длительности импульса. Если длительность импульса меньше длительности посылки, то изменениями формы импульсов можно пренебречь, причем с погреш­ ностью, тем меньшей, чем короче импульс. Как правило, длительность импульса выбирают не превосходящей половины посылки, поэтому форму импульсов можно при исследованиях принять неизменной.

Пусть форма импульса описывается функцией времени fm(t). Тогда измери­ тель пересечений можно трактовать как последовательное соединение фиксатора пересечений (ФП), вырабатывающего б-функцию в момент пересечения (рис.4.5)

и линейной цепи (ЛЦ) с

импульсной реакцией

В свою очередь, последова­

тельное соединение этой

цепи с ВИРУ можно рассматривать как новую линей­

ную систему с эквивалентной передаточной функцией

 

ka (i со) = k (i ш) k„ (i со),

91

где k(\ ш )— передаточная функция ВИРУ; /гж (i <о)— передаточная функция ЛЦ, являющаяся преобразованием Фурье функции f*(t):

К ( ‘ и ) = J / и (0 е i a i dt.

(4.1)

Так как длительность импульса не превосходит, а постоянная времени ВИРУ значительно больше длительности посылки, то полоса пропускания ВИРУ су-

Рис. 4.5. Эквивалентная схема резонансного УС по пересече­ ниям

щественно меньше полосы пропускания ЛЦ. Поэтому частотные характеристики ЛЦ практически неизменны в полосе пропускания ВИРУ, так что амплитудно- и фазочастотные характеристики эквивалентного ВИРУ равны

к»(со) = k (со) k„(сог ), 0Э (со) = 0 (ш) + 0„ (сог ),

(4.2)

где ^(со), £и(о)), 0(ш), 0и(со)— соответствующие

характеристики ВИРУ

и ЛЦ,

причем

 

 

 

 

к1{®т) =

к\ (“ ) + Ai ( “ ).

0 (со) =

arc tg

(4.3)

во

 

 

Оо

 

kx (со) =

(/) cos со / dt,

k%(со) =

J/и (t)smo>tdt.

 

о

 

 

о

 

Таким образом, форма импульса влияет на амплитуду напряжения на вы­ ходе ВИРУ, что необходимо учитывать при выборе режимов работы узлов УС. Форма импульса влияет также на фазу колебаний ВИРУ, изменяя положение моментов, когда эти колебания пересекают нуль, на величину Д£=0и(<вт)/сог, что можно учесть при проектировании УФС.

В то же время форма импульса не влияет на статистические характеристи­ ки фс, в частности, на величины ее математического ожидания [величина 0и(сог)

определяет только изменение фазы do в соотношениях (2.18),

(2.19), (2.22) и др.]

и дисперсии.

исследовании статистических характеристик

фс можно

считать,

Итак, при

что сигнал КО

на входе ВИРУ

 

 

 

 

6 ( 0 = 6 ( 0 .

 

 

(4.4)

где К О —''последовательность 6-функций с абсциссами, соответствующими

мо­

ментам пересечения сигналом на входе измерителя нулевого уровня.

в

(2.8)

Выражения

для искомых коэффициентов A t и Вц, после изменения

и (2.9) порядка операций интегрирования и математического ожидания и

под­

становки (4.4),

принимают вид:

 

 

 

Т

д< = Y < |б (0 h («го ^ >,

о

оо Т

Bil-^-<Jjt(OC(*+^Ma,r*)P/(mr(<+T>)‘e‘iT>-

—оо о

Величины Ai и Bi) при такой записи представляют собой моменты распределе­ ния результатов линейных преобразований импульсов потока пересечений. В при­

92

ложении 1 показано, что эти моменты выражаются через плотность потока пере­

сечений. Из (П1.6) и (П1.7) находим:

Т

 

 

A | “

'7r J

, l l ( 0 P l ( “ r < ) <ft:

(4'5)

 

 

 

о

 

 

 

 

00

Т

 

 

Btl =

~

J J m *. r ) ^ ( 4 , T ( t + r ) ) d t d x ,

(4.6)

 

 

----00

О

 

 

где Pi(x) = cosx,

= sin х,

 

— однократная плотность потока

пересече­

ний; ца(Т,т) — центрированная двукратная плотность потока пересечений

Ц*(<. т) =

р.2 (<,

< + т) — М О М / + Х),

(4-7)

выражаемые через совместные плотности вероятности процесса и его производ­ ных в соответствующие моменты времени с помощью соотношений (П1.5).

В силу периодической стационарности выходного процесса детектора функ­

ция p.i(7) периодична

с периодом Т и

может

быть разложена в ряд

Фурье

(см. § 1.7):

 

 

 

 

 

Hi (0 =

m0 +

^ (mn cos п а т t +

/„ sin п шг / ),

(4.8)

 

 

П—1

 

 

 

Подставляя (4.8) в

(4.5),

получаем

выражения для коэффициентов Л(

через

коэффициенты при первой гармонике ряда Фурье функции однократной плотности

О

 

А1 = т1/2\

Л2= IJ2.

(4.9)

 

т) также периодична с периодом Г, но коэффициенты ее ряда

Функция

от

Фурье зависят

сдвига х. Вычислив

внутренний интеграл по 1 в (4.6),

видим

что величины

Вц

выражаются через

синус- и косинус-преобразования

Фурье

коэффициентов при постоянной составляющей и второй гармонике ряда, если рассматривать эти коэффициенты как функции т.

Однако вычисление как указанных коэффициентов, так и непосредственно

функции \iz(t, т), как правило, затруднительно.

Приближенные выражения для коэффициентов A t и B i}. Заметим, что при т, большем интервала корреляции помех тк, пересечения практически неза­

висимы и двукратная

плотность

р.г(1, т) не может существенно отличаться от

произведения \xi(t)\u(t+x)

и при

|т |> т к можно принять,

О

Тогда

что р.г(Т,т)«0.

(4.6) принимает вид

 

т

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

|

( м * .

т) М “ г* ) Р / ( шг (' +

т)И < * т .

(4.10)

 

-*к V

 

 

 

 

 

 

Подставим в (4.7)

приближенное соотношение (4.10)

и,

обозначив для сокра­

щения записей

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1 ц } =

J

| ц 2(t,

t - f t )

р,- ( C0r ( ) P / ( ( 0r (/

+

x))dt dx,

 

 

~ TK 0

 

 

 

 

 

 

 

 

V

T

 

 

 

 

 

 

 

h n =

j

( м

о м

г

+

т ) ^ © ^ )Pj((oT (t - h x ) )d t d x .

 

93

имеем

 

Btj = T ~2 (I iij liti) -

(4.11)

Для нахождения Л

представим

двукратную плотность р2(/, Н-т)

в виде

произведения (14, 126]

 

 

 

Ра (Л < + т) =

Pi Ц + т |0 pi (/),

 

где \x \(t+x\t) — условная

плотность в момент <+'пг при условии, что в

момент t

имело место пересечение. Допустим теперь, что вероятность двух или более пере­ сечений на интервале корреляции пренебрежимо мала по сравнению с вероят­

ностью одного пересечения.

Тогда условная плотность потока Pi (H-t |/)

не

может

при ] т |< т к отличаться от

нуля нигде, кроме точки t + x—t, где т=0.

В

то

же

время при т =0 условная плотность р* (/[/), т. е. условная плотность потока

не­

ресечений в момент t при условии, что в этот момент имело место пересечение,

не может отличаться от б-функции,

так что можно записать

 

 

 

 

 

 

pa (t

+

Т| /)

=

б(т),

 

 

 

 

 

вследствие чего

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ра (Л м - т ) =

6(T )P !(0

 

 

 

 

(4.12)

и интеграл Л принимает вид

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

т

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1ш =

[m o

 

 

 

 

) dt'

 

 

 

(4.13)

откуда с учетом (4.8)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Т

 

ms) , /iaa =

Т

 

гп2),

 

 

= —

(2 m0 +

^ (2

 

 

 

 

 

 

 

= / п а ■

 

 

и.

 

 

 

 

(4.14)

Для того чтобы выразить /2 через коэффициенты

ряда

(4.8),

поменяем я

этом интеграле порядок (интегрирования

и, заменив

переменную

т на 11t,

получим

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

т*+\

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

(4.15)

/ a f / = J

j

Pi( 0 P i ( <i ) P/ ( “ r O P / ( <0r <i ) ^ i d<-

 

 

0 t—x„

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Последующие

упрощения определяются

соотношением

между

интервалом

корреляции х« и длительностью посылки. Если

хк ^ Т , то

на

интервале

интегри­

рования можно принять pi (7i) sk pi (/),

Pj(o>rfi) « Pi(“ rO-

Тогда

 

 

 

 

 

т

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

/an = 2tKJ p?(0 h ( u

T t ) f i i ( a > T t

) d t ,

 

 

 

 

 

 

о

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

и выражение для коэффициента Bij

принимает вид

 

 

 

 

 

 

Т

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Вд = ^

- | [ p

i ( 0

- 2 т к р?(0] Р/( шг / ) Р / ( ш г 7 )dt.

 

(4.16)

 

о

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

В дальнейшем

рассматривается

более

интересный

для

практики

случай

когда величина тк сопоставима с длительностью посылки. Допустим сначала, что величина 2тк кратна длительности посылки. Тогда с учетом периодичности функ­

ции pi(7i) внутренний

интеграл

в

(4.15)

не зависит от

t

и равен TKmi

при /=Н

и t Kli при / = 2. Если указанное

условие кратности

не

выполняется, то

величина

внутреннего интеграла

зависят

не

только

от пи и

U,

но

и от других

коэфЛи-

94

циентов ряда (4.8). Однако влияние других коэффициентов значительно слабее

влияния

коэффициентов при

первой

гармонике и при тк >

Т/2 им можно пре­

небречь.

С учетом сказанного выражение для интеграла / г принимает вид

 

= 0,5

/П[,

^агг = 0,5 тк77j,

/axi = /*ц =

Тк 7" mi к

(4.17)

и на основании

(4.11), (4.14)

и (4.17)

получаем:

 

 

 

Вц =

2/я0 -f та

 

 

2/п0 — т а

2

 

 

 

2Т

 

1•

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Вц

 

I*. Щ к-

 

(4.18)

 

 

 

 

2Т

 

 

Итак,

соотношения

(4.9)

и (4.18)

позволяют свести задачу исследования УС

к нахождению постоянной составляющей и коэффициентов при первых двух гар­ мониках ряда Фурье (4.8) функции однократной плотности p i(i).

Приближенное исследование УС при однократной модуляции. Функцию плот­ ности Hi(0 можно найти путем усреднения условных функций плотности, соот­ ветствующих передаче определенной последовательности информационных сим­ волов, по всем возможным последовательностям, число которых бесконечно при бесконечной длительности сеанса связи. Учитывая, однако, что для нахождения

коэффициентов ряда (4.8) можно отразить поведение функции Hi(t)

лишь в ин­

тервале (0, Т), влиянием «далеких» во времени посылок можно пренебречь,

при­

дав

сигналу на этих посылках произвольный удобный для расчета

вид.

Если,

в частности, переходные процессы практически заканчиваются за время

посылки,

то

все варианты последовательностей информационных символов,

у

которых

сигналы на предшествующей (—Т, 0) и текущей (0, Т) посылках совпадают, можно отождествить с любым из этих вариантов так, что различных вариантов

будет г2,

где г — число

вариантов сигнала

на

посылке. При однократной мо­

дуляции

 

 

 

 

 

 

 

P i( 0 = P(0, 0) Ц! (/ 10, 0) +

р(0,

1)|Хх(/|0,

1) +

 

+ Р(1. 0)рх«|1. 0)+р(1.

1)р,(<|1,1),

где p(i, j)

— вероятность

передачи /-го варианта сигнала

на предшествующей

посылке и /-го — на текущей;

p i ( t \ i , j ) — соответствующая

условная плотность

потока пересечений.

(4.8)

выражаются

на

основании

этой формулы через

Коэффициенты ряда

аналогичные коэффициенты рядов Фурье условных функций плотности. Послед­ ние можно найти одним из известных приближенных методов гармонического анализа [53].

Больший интерес, однако, могут представить приближенные выражения для этих коэффициентов через какую-нибудь достаточно общую характеристику дли­ тельности переходных процессов на выходе детектора. Получим эти выражения,

предположив,

что

сигнал на выходе детектора при передаче пары символов

Рис.

4.6.

Аппроксимация пере­

ходного

процесса на выходе

 

 

детектора

(i,j) является суммой стационарной нормальной помехи и детерминированного сигнала c(t\i,j), причем сигнал c(t\i,j) хорошо аппроксимируется кусочно-линей­ ной функцией (рис. 4.6). Согласно принятому ранее допущению наклонный учас­ ток кривой рис. 4.6 укладывается « интервале (0,7"). Ограничимся для простоты изучением случая, когда постоянные участки кривой одинаковы по абсолютной

95

величине (это условие можно считать выполненным, если линейные цепи канала связи и модема точно настроены на несущую частоту сигнала), и для удобства выкладок перенесем начало координат в точку, где c(t) = 0.

Так как функция плотности |Xi(/|*, j) на основании (П1.9) не зависит от знаков функции c(t) и ее производной c'(t), то следует различать два варианта переходного процесса, показанные на рис. 4.7а и б. Если оба эти варианта равно,

вероятны, т. е. р(0,0) +р(1,

1) = р ( 0, 1) + р (1 ,0) =0,5,

то

 

 

 

 

 

 

н ( 0

=

0 ,5

И! (* I 1)

+ 0 ,5 р ,

(f I 2),

 

(4.19)

где p .i(/|l)

и p i(^ |2)— условные

функции

плотности,

соответствующие первому

и второму вариантам переходных процессов на рис. 4.7.

 

 

 

 

 

а)

с,(0

 

 

 

ю

сг (/)

 

 

 

 

 

 

 

Со

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

/

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

|

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

ci(i)\

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

 

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

___ 1____ ____ 1______ -t

 

 

 

 

Рис. 4.7. Варианты переходного процесса

 

 

 

Функция С г ( 1 )

не зависит

от

времени,

поэтому

ее

производная

равна

нулю

н плотность pit 12) содержит

только постоянную

составляющую,

которая,

как

следует из

(П 1.9),

равна

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

И (* I 2) = - 21ехр

 

 

 

(4.20)

 

 

 

 

 

а л

 

 

 

 

 

 

где Со — установившееся значение сигнала; а2 и a2i — дисперсии помехи и ее производной.

Как видно из рис. 4.7а, функция

 

 

— с0 sign t ,

(| f | > Д t/2);

 

 

Cl (t)

2 c, t

(\t\<

Л//2),

 

 

 

 

A t

 

 

 

 

 

 

 

 

 

где A* — длительность переходного процесса, откуда

 

 

л Ох

 

А t

< | / | <

L

 

 

 

а

 

(

 

 

2 )'

 

ЯOi 2<?2f*/a* д t*

V 2л с0 /

/

2 сЛ \

(4.21)

9i (t I О =

е

 

 

A t ох \

/ О! I

 

а

-2с2/с2д(г

 

 

 

 

т <

A t

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2

1

 

 

 

 

 

 

 

 

Коэффициенты

ряда

Фурье

периодической

функции p i(< |l)

выражаются

в соответствии с

(4.21)

через суммы тазех

интегралов, взятых по

интервалам

(—0,57, —0,5Д/),

(—0,5Д/, 0,5At)

и (0,5Д<,

0,5Т). Трудности возникают только

при вычислении второго интеграла. Эти трудности можно обойти следующим образом.

96

Если с0/ст<1, то на интервале (—0,5Af, 0,5А/) зависящий от времени экспо­ ненциальный сомножитель в (4.21) можно разложить в ряд Тейлора по степеням показателя и ограничиться первыми членами ряда, после чего интеграл легко вычисляется.

Ограничимся далее более интересным случаем, когда Со/<т>1, так что вероят­

ность ошибки не больше

« 10-1 (ниже для конкретных случаев это условие вы­

ражено через

отношение

сигнал/помеха). Обозначим z — 2co/Atoi

и рассмотрим

выражение

в

квадратных скобках в (4.21) К = Y n /2 z (2 F (z )— 1)+ехр(—гг/2).

Для оценки

порядка значений величины г заметим, что величины

и а связы­

вает соотношение, довольно слабо зависящее от формы частотной характеристики

фильтра

и определяемое

в основном шириной его полосы

пропускания A F

 

 

а ^ п А Т о / З .

(4 .2 2 )

Так,

для фильтра с

прямоугольной характеристикой

ф-ла (4.22) является

точной, а для фильтра с гауссовой характеристикой, ширина полосы пропускания которого определена на уровне 0,7, ф-ла (4.22) дает погрешность меньше 2%.

Учитывая, что длительность переходных процессов A t & l/A F , видим

2 с0

с0 2 / 3

с0

г ~~ Д f Oi ~

а я

~ а

Таким образом, величины z и cola примерно одинаковы, поэтому можно счи­ тать, что z > 1, и заменить в К функцию Лапласа ее асимптотическим представ­ лением. Тогда К ~ V 0,5я2 и

(Tl

# 2а*

A t

 

Т

 

Hi (< I 1) =

 

т <

| ' |

< т

 

л / _2_ -2 с2(«/оt1

 

 

 

Со

 

\ t \ <

A t

Д t а У я *

 

’ l U ‘ - 2 )

Примерный вид периодической функции (Ai (/[ 1)

(1)

показан на рис. 4.8.

Рис. 4.8. Условная функция плотности

М<1'1)

Везде в дальнейшем функция p i(0 входит в окончательные выражения в ви­ де одного из сомножителей в подынтегральных выражениях, так что величины

интегралов в значительной степени зависят от поведения функции

в окрест­

ности ее максимума. При с0/о > 1 почти вся площадь под кривой

p i(f|l) сосре­

доточена над интервалом (—0,5Д/, 0,5Д?). Поэтому при вычислении интегралов,

определяющих коэффициенты ряда (4.8),

можно считать, что

 

 

 

2 & <*/о* д <»

/

L2 )■

Hi (*|1) =

л

A t а е

0

• (!*,' <

Сопоставим, далее, полученное выражение с

(4.20). В окрестности точки

<=0, где |i,( f|l) максимальна,

функция pi(*|2) при с о / а > 2 не превосходит 10%

от |ii(£ |l). Более тщательный

расчет, проделанный

применительно к рассмотрен­

ному в § 4.4 резонансному УС при фазовой модуляции, показывает, что если пренебречь вторым слагаемым в (4.19), то даже при Со/а=1 ошибка в опреде­

лении дисперсии фс не превосходит 30%. Можно поэтому при последующих расчетах принять

1П(0 =

Л°----- е—2<с, (/яД()‘

(4.23)

Y i n A t а

 

4--65

97

 

Функция т ( / ) — четная, поэтому коэффициенты U при

нечетных членах ее

ряда Фурье равны нулю. Для нахождения коэффициентов т i

при четных членах

необходимо вычислить интегралы от произведений p i(i) и гармонических функций

в пределах (—0,5 7", 0,5 7").

Учитывая, что гауссова кривая (4.23)

при |/|> 0 ,5 Т

быстро убывает

с ростом

|f|, заменим

пределы

интегрирования

(—0,5 7', 0,5 7")

на бесконечные

(—°°,

оо). Вычислив интеграл [41]

 

 

 

 

 

 

— ^i Wj, Д t 0/2

'<=л7V

/ 4 -

j

—2 (с0</аД<)* cos i coj. t dt

 

 

 

 

 

найдем выражения для коэффициентов ряда (4.8):

 

 

 

1

1

— / а

Д < о/2 с0\* / 2

 

 

m° = 7 f > « i = - 7 e

 

 

h = О,

которые после подстановки в (4.18) и (4.9) дают следующие выражения для ис­ комых коэффициентов At, Вц:

А\ 2у- ехр

(4.24)

д _ _ J _ [

 

Dll —

4

 

T

(4.251

 

 

l

(4.26)

В12 — 4y2

 

Bl2 в п —0.

(4.27)

При исследовании статистических характеристик фс

вместо коэффициентов

А\ и Вц удобнее пользоваться величинами а и Ьц, определяемыми ф-лами (2.10) и (2.23). Величина а «несет ответственность» за смещения математического ожи­ дания фс, обусловленные сигналом на входе ВИРУ. В данном случае

а = arc tg (А2/А г) = 0 .

(4.28)

Заметим, однако, что равенство нулю имеет место лишь при условии, что изменения параметров аппаратуры и канала связи не нарушают симметрии кривой рис. 4.6 и не изменяют временного положения момента пересечения. При такой идеализации изменения математического ожидания фс вызываются только расстройкой частотной характеристики ВИРУ относительно тактовой частоты шт-

Величины Ьij

несут информацию об отношении помеха/сигнал на входе ВИРУ.

В соответствии с

(2.30),

(2.31) и (4.24)— (4.27) эти величины равны:

 

 

 

= 2 ch (ла р2) — 2 Тц/Т';

 

(4.29'

 

 

Ь22 = 2 sh (ла р2);

 

(4.30)

 

 

Ь12 — &21 =

0>

 

(4.31)

где р—|ia/Co — обобщенный параметр, учитывающий свойства сигнала и

канала

связи; р=Д//7' — нормированная длительность переходного процесса.

Коэф­

При Co/о—»-оо не все

коэффициенты Ьц

бесконечно

уменьшаются.

фициент b,;j стремится

к конечному 'пределу, равному

2—2хк/Т. «Физически»

это очевидно — даже при отсутствии помех

последовательность моментов пере­

сечений случайна, поскольку случайна передаваемая информация. Существенно, однако, что коэффициенты Ьц и Ьг2 далеко не одинаково влияют на дисперсию фс.

98

Как видно из (2.43), (2.47), при точной настройке ВИРУ и <х=0 дисперсия за­ висит только от Ьгг, так как

 

bo = 6„ =

2sh(n*p*).

(4.32)

Таким образом, при C o / o - *

- o o ( q - * 0 )

величина Ь0-+0.

Вместе с тем, флуктуации

амплитуды выходного напряжения ВИРУ при этом остаются конечными.

В § 4.4 на основе

(4.32)

выполнено исследование

характеристик УС коге­

рентного демодулятора

сигналов с однократной и двукратной модуляцией.

4.3. Замкнутые УС по пересечениям

Точные выражения для коэффициентов а>о(ф) и Ь ( ф ) . Характе­ ристики фс в замкнутом УС определяются видом функций Л(<р) и В (ф) или функций Оо(ф) и Ь(ф), представляющих собой, как видно из (3.7), (3.8) или (3.7а), (3.8а), статистические характе­ ристики случайного процесса £ф (t). Установим связь между про­

цессом | ф(7), который можно рассматривать как производную от

процесса изменения фс, и процессом t,(t), т. е. импульсами потока пересечений. Обратимся для этого к временной диаграмме рис.

4.9а, где на оси времени отмечены границы посылок IT, моменты

Л

появления синхроимпульсов U и момент пересечения t.

ф

h л

-*1 V

snfup-r)

 

1

 

1 1-

 

\*

(1+1

 

гг

t

ю

- ж

-1

г )

К

-7 - 2

- к

Рис. 4.9.

* ( х )

 

в )

в МУ х )

1

 

 

- - - - -

1

Ж

 

 

 

Л

 

f - i t

- ж

 

х =

 

 

 

- 1

 

 

 

 

i k ( x )

 

 

 

 

■к

 

д>

 

?

*

 

г 1 - "

*

N«

■ $ * «

 

*

 

Характеристики измерителей пересечений замкну­ тых УС

В УС с двухпозиционпым управлением правило изменения фс следующее: если импульс пересечения попал в интервал (U—0,5 Т, U), то фс уменьшается на 2n/N; если импульс попал в интервал (ti, (;+0,5 Г), то фс увеличивается на 2л/N. Этому правилу соот­ ветствует показанная на рис. 4.96 характеристика ИП, называе­

4*

99

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ