Рис.9.52
Фаза входного сигнала в такой схеме не инвертируется, а усилитель, для получения малого коэффициента усиления, охвачен глубокой ООС. Это обеспечивает им высокую стабильность усиления, широкую полосу пропускания, высокое входное и низкое выходное сопротивления. Такие свойства звеньев ФНЧ обеспечивают высокую точность реализации передаточной функции и хорошую взаимную развязку звеньев при их каскадном включении.
Особенностью схемы является применение RС – фильтра, обеспечивающего ПОС, действующую в основном вблизи частоты среза, что увеличивает коэффициент усиления, увеличивая крутизну АЧХ, приближая ее вид к соединению двух асимптот: горизонтальной и наклонной (см. например, рис.9.51б). Ниже частоты срез глубина ПОС уменьшается из-за увеличения сопротивления конденсатора С1, а выше — из-за понижения сопротивления конденсатора С2. Резкость изгиба АЧХ определяется коэффициентом усиления усилителя К, который позволяет увеличивать глубину ПОС, и добротностью Q звена. Допустимое значение К составляет несколько раз, что ограничено опасностью самовозбуждения усилителя. Применение режима повторителя напряжения для ОУ позволяет получать устойчивый коэффициент передачи при потенциальной устойчивости фильтров.
Применение усилителей с неограниченным коэффициентом усиления К, что прибли-
женно является допустимым для ОУ, позволяет строить звенья второго порядка на одном усилителе, охваченном глубокой частотно-зависимой ООС. В качестве усилителя с очень большим усилением (теоретически бесконечно большим) можно использовать ОУ в инверсном включении, входные каскады которого выполнены на ПТ, обладающие очень большим входным сопротивлением. Напряжение на выходе звена будет так же инвертировано.
Исследуемая схема является полиномиальным звеном активного фильтра (рис.9.51) второго порядка, использующего инверсное включение ОУ с очень большим коэффициентом усиления, и две частотно-зависимые ООС, действующие через R3, а другая – через С2.
На низких частотах влияние конденсаторов практически отсутствует и ООС создается резистором R3, а коэффициент передачи звена К0 = R3/R1. С увеличением частоты цепь R1С1 и инвертирующий интегратор, состоящий из R2, С2 и ОУ, увеличивают глубину ООС, обеспечивая спад АЧХ. Вблизи частоты среза связь через R3, охватывающая интегратор, становится положительной, поскольку суммарный фазовый сдвиг в петле ОС оказывается меньше 90о. Это объясняется тем, что инвертирующий интегратор вносит фазовый сдвиг 90о, а цепь ОС (состоит из параллельного включения резисторов R3, R1 и С1) – отрицательный. Положительная ОС увеличивает коэффициент передачи звена вблизи его резонансной частоты, приближая форму АЧХ к асимптотической.
С увеличением частоты положительная ОС уменьшается, вследствие малого коэффициента передачи интегратора на верхних частотах, и одновременно, цепи ОС R3, С1. Выходное напряжение схемы в этой области частот мало, что равносильно подключению верхнего вывода R3 к земле. Это равносильно подключению двух звеньев первого порядка, что обеспечивает крутизну наклона асимптоты логарифмической АЧХ -12 дБ/окт.
430
Одно из этих звеньев параллельное включение резисторов R3, R1 и С, другим – интегратор.
Для получения основных соотношений, определяющих свойства активного ФНЧ, упростим схему фильтра (рис.9.58), считая ОУ идеальным (бесконечно большое входное сопротивление и коэффициент усиления ОУ без ОС при малом выходном сопротивлении).
a)
б)
Рис.9.53
На рис.9.53а U 1 — источник сигнала, обладающий внутренним сопротивлением R1. Выходное напряжение — U 0 . Цепь ОС представлена компонентами R2, R3, C1, C2. Используя понятие о мнимой земле, справедливое для идеального ОУ, представим напряжение U 0 источником ЭДС, подключенным ко входу ОУ (рис.9.53б).
Выбрав направления токов и, учитывая, что ОУ является инвертирующим (рис.9.53б), получим эквивалентную схему активного ФНЧ (рис.9.54)
Рис.9.54
Вычислим коэффициент передачи ФНЧ
Kф = U0 U1
Используя первый закон Кирхгофа
I1 = I у + I 2 + I 3
и выражение для коэффициента усиления ОУ
обходя первый контур по второму закону Кирхгофа
U х + I 2 jω1C2 =U 0
Получим
I 2 = j U 0ωC2 (K −1) . K
Обходя второй контур
I 2 (R2 + jω1C2 ) = I 3R3 ,
с учетом выражения (9.14) получим
|
I |
3 |
= U 0 (K −1) (1+ jωC |
R |
) . |
|
|
|
|
|
K R3 |
|
|
|
2 |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для третьего контура |
|
|
|
|
|
|
|
I |
3 |
R − |
|
I у |
=U |
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3 |
|
jωC |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
I |
у |
|
= − |
|
ωC1U 0 ((K −1)ωR C |
2 |
+ j) |
|
|
|
|
|
K |
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Тогда напряжение на входе U 1 |
|
|
|
U |
|
|
= I |
|
R + I |
|
( |
|
1 |
) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
1 1 |
|
у |
|
jωC |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
(9.10)
(9.11)
(9.12)
(9.13)
(9.14)
(9.15)
(9.16)
(9.17)
(9.18)
(9.19)
после подстановки в него соотношений (9.15), (9.16) , (918) позволяет получить выражение для коэффициента передачи фильтра (9.10)
|
Kф = |
|
|
K R3 |
|
|
(9.20) |
|
(K −1)R1 |
(1 |
−ωC1ωC2 R2 R3 ) + j((K −1)ωC2 (R2 R3 |
+ R1R2 |
+ R3R1) + R1R3 ) |
|
|
|
|
|
|
|
432 |
|
|
|
Резонансная частота фильтра, определяемая цепью обратной связи, определяется соотношением
ω2C C R R = |
1 |
|
(9.21) |
|
|
1 |
2 |
2 |
3 |
|
|
|
|
Если обозначить резонансную частоту f 0 , то |
|
f |
0 |
= |
1 |
|
|
1 |
|
(9.22) |
|
2π |
|
C C R R |
|
|
|
|
|
|
1 |
2 |
2 |
3 |
|
Резонансная частота оказывается вблизи изгиба частотной характеристики фильтра. Начиная с этой точки, выходное напряжение начинает уменьшаться, причем скорость спада в конце достигает 12 дБ/октаву. Частоту f 0 называют иногда частотой среза этого фильтра.
Добротность звена определяется соотношением
|
C1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
Q = |
C2 |
|
R2R3 |
|
R2 |
|
R3 |
|
. |
(9.23) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
+ |
|
+ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R1 |
|
R3 |
|
R2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Требуемая форма АЧХ (максимально плоская или имеющая подъем) обеспечивается вариацией параметров цепи ОС, изменяющая значение резонансной частоты и величину добротности цепи ОС. Одновременно следует отметить, что величина добротности, а значит и форма АЧХ, зависит также от коэффициента усиления ОУ без обратной связи К и параметров источника сигнала. Нестабильность коэффициента передачи активного ФНЧ при такой реализации меньше, по сравнению со схемой (рис.9.59), что объясняется применением отрицательной ОС.
Активные полосовые фильтры
Если в схеме активного ФНЧ (рис.9.52), резисторы заменить конденсаторами, а конденсаторы – резисторами (кроме резисторов R3, R4), то получится схема фильтра высоких частот (ФВЧ) Саллена — Кея (рис.9.55).
Рис.9.55
Неинвертирующий усилитель выполняет те же функции, что и в схеме ФНЧ. Резистор обеспечивает замыкание петли положительной ОС, оказывающей наибольшее влияние вблизи частоты среза, увеличивая коэффициент передачи и приближая АЧХ к асимптотической. С уменьшением частоты глубина ПОС снижается из-за увеличения сопротивления конденсатора С2, а на высоких частотах – из-за уменьшения сопротивления – С1.
На основе совмещения схем фильтров ФНЧ и ФВЧ можно создать схему полосового фильтра (ПФ). Простейшим вариантом реализации ПФ является включение на входе усилителя друг за другом двух ячеек пассивных фильтров (рис.9.56) типа R-C (интегрирующее звено — ФНЧ) и типа С-R (дифференцирующее звено — ФВЧ)
Рис.9.56
Цепочка R1 и С1 – образует интегрирующее звено, а — R2 и С2 – дифференцирующее, а вместе – ПФ. Неинвертирующий усилитель на ОУ охвачен частотно-зависимой ПОС с помощью резистора R3 и компонентов входной цепи. Наибольшее значение коэффициента усиления обеспечивается вблизи частоты резонанса цепи ОС, где обеспечивается наибольший коэффициент передачи пассивной части схемы. Влияние ПОС ослабляется при уменьшении частоты из-за возрастания сопротивления конденсатора С2, а на высоких
– из-за шунтирующего действия конденсатора С1.
Схема регулировки тембра является одной из наиболее используемых схем ПФ с регулируемой АЧХ. На ее основе (рис.9.55) с использованием каскадного включения регуляторов тембров, обладающих подъемом АЧХ в заданной области частот, реализуются схемы многополосных эквалайзеров.
8Литература
1.Амелин М.А., Амелина С.А. Программа схемотехнического моделирования MicroCap8. М.: Горячая линия -Телеком, 2007. – 464 с.
2.Усилительные устройства / под ред. Головина О.В. М.: Радио и связь, 1993. — 353
с.
3.Фриск В. В., Логвинов В. В. Основы теории цепей, основы схемотехники, радиоприемные устройства. Лабораторный практикум на персональном компьютере. – М.: СО-
ЛОН-ПРЕСС, 2008. – 608 с.
4.Павлов В.Г., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Ра-
дио и связь, 1997. – 367 с.
5.Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. М.: РиС, 1983. – 286 с.
6.Разевиг В.Д. Применение программ P-CAD и PSpiсe для схемотехнического моделирования на ПЭВМ, в 4-х вып. М.: Радио и связь, 1992.
434
РАЗДЕЛ 2 Описание лабораторных работ по РПрУ
Во втором разделе учебного пособия исследуются свойства типовые узлов радиотракта приемников, реализующих основные функции усиления и преобразования сигналов с применением новых принципов построения и элементной базы.
Входная цепь (ВЦ) приемника, неотъемлемая часть приемника любого типа, анализируется при внешнеемкостной связи с ненастроенной антенной и внутриемкостной связи с первым каскадом, обеспечивающие ее требуемые технические показатели. Подбором коэффициентов связи с антенной и активным элементом проводится оптимизация параметров схемы ВЦ по величине коэффициента передачи и его неравномерности, полосе пропускания, подавлению зеркального канала и др.
Схемы перемножителей сигналов (преобразователь частоты и синхронный амплитудный детектор) построены с использованием ячейки Гильберта, обеспечивающей наилучшие показатели узлов и широко применяющиеся в составе ИМС аналоговых и цифровых систем связи.
Исследуется каскодная схема, активно применяемая как при дискретной, так и при интегральной реализации схем усилителей, обеспечивающая уменьшение амплитудночастотных искажений за счет снижения взаимного влияния каскадов.
Анализируются различные схемы регулирования коэффициента усиления в усилителях. Исследуются как наиболее частот используемые при дискретной реализации устройств, схемы режимной АРУ, так и схемы управления усилением изменением глубины ООС и величины сопротивления нагрузки каскада, применяемые в ИМС.
Свойства каждой из схем исследуются как в частотной, так и во временной области, предлагаются методы оптимизации ее параметров выбором режимов активных элементов, параметров источников сигналов и коэффициента связи с соседними узлами (устройствами).
435
ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА № 7
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
1 Цель работы
Изучить принципы построения входных цепей и их характеристики; проводить оптимизацию параметров входной цепи при различных способах реализации входных цепей по выбранным критериям с применением системы схемотехнического моделирования МС9.
2Задание
2.1Расчетная часть
Для диапазонной одноконтурной входной цепи в области умеренно высоких частот при внешнеемкостной связи с ненастроенной антенной и внутриемкостной связи с преобразователем частоты на биполярном транзисторе, рассчитать:
2.1.1значения конденсаторов связи СсвА и СсвВх,
2.1.2величину коэффициента передачи входной цепи.
Примечание: параметры антенны и контура входной цепи приведены в приложении.
2.2Экспериментальная часть
2.2.1установление режим работы биполярного транзистора по постоянному току в соответствии с заданием,
2.2.2настройка контура в нагрузке ПрЧ на промежуточную частоту
2.2.3настройка контура входной цепи на среднюю частоту принимаемого диапазона,
2.2.4расчет малосигнальных входных параметров преобразователя
2.2.5Настройка контура входной цепи на среднюю частоту
2.2.6частотные свойства исследуемой схемы
2.2.7влияние параметров цепей, подключаемых к ВЦ, на ее свойства
3 Описание схемы входной цепи для области умеренно высоких частот при работе с ненастроенной антенной
Проводится исследование схемы входной цепи, реализованной на одиночном колебательном контуре, с внешнеемкостной связью с антенной и внутриемкостной связью с преобразователем частоты. Предполагается, что входная цепь, содержащая фильтр (L1 и C3, C5) может перестраиваться изменением величины емкости С3 (рис.7.1)
Практически для этой цели может применяться механически перестраиваемый конденсатор переменной емкости или варикап. Изменение емкости должно осуществлять перестройку контура входной цепи (ВЦ), обеспечивая прием сигналов в диапазоне средних волн (fmin = 526,5 кГц до fmax= 1606,5 кГц). Резистор R3 отражает существование потерь в контуре и равен значению сопротивления ненагруженного контура на резонансной частоте R0. Параметры антенны, обладающей источником ЭДС (отражено включением генератора GS), представлены эквивалентом антенны, где R1 = 500 Ом = RA, сопротивление ан-
тенны, конденсатор С1 = 7 пФ ≈ СсвА является, при внешнеемкостной связи с контуром ВЦ, параллельным включение емкости антенны и емкости связи. Компонент принципиальной схемы С5 = 1200 пФ = СсвВх является конденсатором внутриемкостной связи контура ВЦ и входа преобразователя частоты (ПрЧ) на биполярном транзисторе КТ316В. Входная цепь подключена к ПрЧ через разделительный конденсатор С4, исключающий протекание постоянной составляющей через ВЦ. Колебательный контур в цепи коллектора транзистора ПрЧ настроен на промежуточную частоту fпр = 465 кГц. Нагрузкой ПрЧ является входное сопротивление следующего каскада, отражаемое на принципиальной схеме параллельным включением цепочки С10 и R10. Колебательный контур ПрЧ, обычно является согласующим звеном между выходом ПрЧ и полосовым фильтром (ПФ), реализуемым как пьезоэлектрический, электромеханический или пьезомеханический фильтр. Нагруженная добротность колебательного контура определяется собственными потерями компонентов контура, а также, внесенными в него со стороны коллекторной цепи транзистора и нагрузки (входного сопротивления ПрЧ). Для уменьшения влияния на контур параметров БТ и входа следующего каскада (или ПФ), внешние цепи подключаются с применением автотрансформаторной связи с коэффициентами включения m и n. Требуемая степень подавления соседнего канала в этом случае применения сосредоточенная фильтрации, обеспечивается ПФ. Режим работы БТ по постоянному току определяется выбором резисторов делителя R4 и R5 в цепи базы, а так же резисторами (R6, R7, R9). Резисторы R6 и R7 обеспечивают температурную стабилизацию режима БТ за счет отрицательной обратной связи по постоянному току.
Рис.7.1
Источник ЭДС V2, обладающий внутренним сопротивлением R2, создает напряжение гетеродина, поступающее через разделительный конденсатор С2, в эмитерную цепь БТ. Величина напряжения гетеродина, приложенная к резистору R7 и управляющая изменением крутизны БТ, определяется значением R7 и амплитудой напряжения генератора GG.
Фильтр нижних частот С7R9 является развязывающим фильтром, а так же исключает протекание переменной составляющей тока коллектора через источник питания.
4 Методические указания по выполнению работы
4.1 Расчетная часть
Для расчета значений конденсаторов связи СсвА и СсвВх (п.2.1.1) необходимо воспользоваться значениями компонентов принципиальной схемы (рис.7.1), справочными данными [5] о транзисторе КТ316В и сведениями, приведенными в приложении.
4.2Машинное моделирование
4.2.1Ввод принципиальной схемы входной цепи вместе со схемой ПрЧ и эквива-
лентной схемой антенны.
Перед выполнении п.2.2.1. следует загрузить систему схемотехнического проектирования МС9 и вызвать в главное окно принципиальную схему входной цепи, обладающей внешнеемкостной связью с антенной (эквивалентом антенны) и внутриемкостной связью с последующим каскадом (преобразователем частоты на полевом трназисторе). Для этого необходимо выбрать режим FILE основного меню (рис.7.2), в выпадающем окне выбрать файл C:\MC9DEMO\data\VСвнСву.CIR, вызвав его в основное окно редактора (окно схем).
Рис.7.2
В окне схем указаны основные команды и вспомогательные пиктограммы, позволяющие “ собирать” принципиальные или эквивалентные схемы устройств, для последующего анализа по постоянному току, во временной или частотной области и др. Возможности системы схемотехнического моделирования МС9, реализованные в МС8, и, подробно описанные в [2], расширены, дополнены примерами анализа аналоговых и цифровых схем и в некоторых случаях применена другая форма представления моделей компонентов. Например, библиотека диодов, транзисторов, ОУ в отличие от МС8 теперь сформирована
в текстовом файле 
(рис.7.2.1) в папке
(рис.7.2.2).
После загрузки файла C:\MC9DEMO\data\VСвнСву.CIR, в центральном окне редактора МС9 должна появиться принципиальная схема входной цепи при внешенемкостной связи с антенной, внутриемкостной связи с каскадом преобразователя частоты на полевом транзисторе (рис.7.1).
Следует убедиться в соответствии параметров компонентов вызванной схемы и, приведенных в описании.
Если полученные методические материалы не содержат дискету с файлом принципиальной схемы входной цепи и ПрЧ, то ее следует ввести самостоятельно, выбрав режим FILE в меню главного окна (рис.7.2), которое представлено командами: File, Edit,
Components, Windows, Options, Analysis , Help.
Меню |
File |
служит для загрузки, создания и сохранения файлов схем, библиотек ма- |
тематических моделей |
компонентов схем и для вывода схем на принтер. При этом |
программа автоматически присваивает окну схем некоторый |
текущий номер (например, |
circuit2.CIR). |
|
|
|
|
Меню |
Edit |
служит для создания электрических схем, их редактирования, а также |
редактирования символов компонентов схем. |
|
|
Команда Components главного меню используется для |
добавления |
в создаваемую |
или редактируемую схему компонентов, в дополнение к содержащимся в |
каталоге МС9 |
(каталог содержит более 100 аналоговых и цифровых компонентов). Каталог команды Components можно редактировать, создавая новые разделы иерархии и вводить в них новые компоненты (например, транзисторы отечественного производства).
Меню |
команды |
Windows |
позволяет манипулировать открытыми окнами, обес- |
печивая доступ к редакторам МС9 и калькулятору. |
|
Меню |
Options |
используется |
для настройки параметров программы. |
Меню Analysis предлагает виды анализа введенной принципиальной схемы. |
Меню Help позволяет обратиться к встроенному файлу помощи |
и оценить, на приве- |
денных там примерах, возможности программы. |
|
Ввод резисторов |
|
|
Создание принципиальной схемы начинается с выбора курсором |
компонента принци- |
пиальной схемы на строке основных компонентов (рис.7.2) и нажатием левой кнопки мы-
ши, например, пиктограммы резистора: |
(рис.7.2.3). |
Перемещение компонента на экране производится при нажатой левой кнопке, а при необходимости изменить положение компонента, щелкают правой кнопкой при нажатой левой кнопке. При отпускании левой кнопки местоположение компонента фиксируется и
в окне 
(рис.7.2.4) ниспадающего меню (рис.7.3) появляется назва-
ние компонента и предложение 
(рис.7.2.5) присвоить ему позиционное обозначение (например, R15) с возможностью указывать его на принципиальной схеме.
PART — предлагаемое позиционное обозначение (может быть изменено на любое другое) при активизации указанной строки левой кнопкой мыши.
RESISTANCE — величина компонента или его величина и закон изменения сопротивления в модели резистора при изменении температуры (задается температурным коэффициентом -ТС).
Присвоенное компоненту название, позиционное обозначение и др. и величина будут изображаться в главном окне при вводе принципиальной схемы, если соответствующий параметр будет помечен галочкой SHOW в рамке Name или Value , соответственно.
При вводе значения параметров допускается использование масштабных коэффициентов:
Значение |
6 |
3 |
-3 |
-6 |
-9 |
-12 |
-15 |
|
10 |
10 |
10 |
10 |
10 |
10 |
10 |
Префикс |
MEG |
K |
M |
U |
N |
P |
F |
Степ.форма |
10E+6 |
10E+3 |
10E-3 |
10E-6 |
10E-9 |
10E-12 |
10E-15 |
