Учебное пособие 800568

УДК 621.396.96

А.В. Злобин, В.И. Клюкин, Ю.К. Николаенков

АНАЛИЗ ВЛИЯНИЯ «АДАПТИВНОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ» НА ВЫХОДНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ВСТРОЕННОЙ СИСТЕМЫ ФАПЧ

Рассмотрено влияние адаптивного изменения параметров элементов системы фазовой автоподстройки частоты на время установления ее рабочего режима. Показано, что даже двукратное изменение ширины полосы пропускания ФНЧ позволяет почти втрое сократить время переходных процессов во встроенных системах ФАПЧ.

Типичным представителем встраиваемого в ПЛИС IP - блока является система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), способная не только синтезировать необходимые для работы устройств частоты, но и эффективно подавлять возникающие в соединительных цепях помехи [1]. Стандартная структурная схема наиболее распространѐнной цифроаналоговой однопетлевой системы ФАПЧ, имеет вид рис. 1, где ЭГ – эталонный генератор входной частоты fвх , 1/N – делитель fвх , ФД – фазовый детектор, ГПЗ и ФНЧ – генератор подкачки заряда и фильтр нижних частот, формирующие управляющее напряжение Uупр для ГУН – генератора, управляемого напряжением, 1/M – делитель частоты в цепи обратной связи (ОС), являющийся умножителем частоты входного сигнала.

Одним из важнейших элементов системы ФАПЧ является петлевой ФНЧ, в значительной степени определяющий скорость

140

установления рабочего режима, еѐ стабильность и «дрожание» фазы (джиттер, фазовый шум). Показано [2], что увеличение полосы пропускания ФНЧ сокращает время установления рабочего режима, но ухудшает параметры выходного сигнала. Уменьшить последствии этого явления можно посредством адаптивного подхода, идея которого состоит в том, чтобы во время формирования заданной частоты полоса пропускания ФНЧ была достаточно широкой, а при достижении первичной синхронизации уменьшалась, снижая колебательность переходных характеристик и фазовый шум. Некоторые предложения по реализации этой идеи уже рассматривались [2,3], однако значительного эффекта не показали и до технических решений доведены не были, тем более использование адаптивных фильтров на основе ИНС [3] малоприемлемо из-за значительного усложнения структуры ФАПЧ. Поэтому поиск оптимальных вариантов технической реализации подобного подхода, особенно для встроенных систем ФАПЧ, остаѐтся актуальной задачей, возможному решению которой и посвящена настоящая работа.

Для большинства приложений достаточно использовать ФНЧ 2-го порядка (рис. 2), где IН – ток накачки ГПЗ. В этом случае передаточная функция открытого контура в петле ОС ФАПЧ принимает вид [2]:

рость изменения выходной частоты fвых в зависимости от изменения величины управляющего напряжения, Z(p) - входное сопротивление ФНЧ (при R0 = 0).

141

Согласно (1) полоса пропускания петли ОС ФАПЧ может быть найдена из соотношения:

где числ ( ) – фазочастотная характеристика числителя Z(p), а знам ( ) – фазочастотная характеристика знаменателя Z(p). Заметим, что оптимальной величиной для устойчивой работы ФАПЧ является значение ∆ = 45 – 50 [4].

Поскольку входное сопротивление ФНЧ определяется выражением:

позволяющий определять полосу пропускания fk контура ОС при известных параметрах ФНЧ, характеристике передачи ГУН и значения тока накачки ГПЗ. И наоборот, по известной полосе пропускания fк находить значения элементов ФНЧ.

Известно [5], что при запасе ∆( ) = 50 время установления рабочего режима τ системы ФАПЧ связано с полосой пропускания еѐ контура ОС соотношением:

которое при заданной величине τ служит определителем минимальной величины fk. Например, при τ ≤ 5 мкс, коэффициенте деления М = 8, силе тока ГПЗ IН = 40 мкА и передаточной характеристике ГУН 2 300 МГц/В полоса пропускания fk должна быть не меньше

142

800 кГц, что является исходной величиной для расчѐта номиналов элементов ФНЧ. При этом, как показано в [2], при увеличении полосы fk в n раз для сохранения устойчивости ∆( ) 50 необходимо суммарную ѐмкость уменьшать в n2 раз, а суммарное сопротивление в n раз увеличивать.

В реальных структурах встроенных систем ФАПЧ значение ѐмкости С2 практически на порядок меньше номинала С1 [2], поэтому при изменении ширины полосы fk в 2–3 раза можно поменять только С1 даже без изменения R1, что не приведѐт к заметному снижению устойчивости. Подобное допущение открывает широкие возможности эффективной регулировки величины С1 с помощью управляемых конвертеров импеданса, которые наиболее часто реализуются на основе управляемых источников напряжения или тока. Один из возможных вариантов реализации регулируемой С1 приве-

При этом конвертируемая ѐмкость получит придаток в виде последовательного сопротивления RЭ, т.е. в цепочке R1,C1 вместо R1 будет его эквивалентная величина:

143

Поскольку значение С1 можно изменять с помощью как R , так и R, то для уменьшения влияния RЭ на RЭ1 в качестве регулируемого элемента лучше выбрать R , обеспечив выполнение соотношения R1 >> R . В этом случае при увеличении С1Э (R уменьшается) величина RЭ1 падает, что согласуется с изложенными выше условиями перенастройки fk.

Поскольку конверсия ѐмкости С1 с помощью ОУ требует больших значений К0, что на высоких частотах получить довольно затруднительно, то можно использовать схему конверсии С1 с помощью повторителя напряжения (рис. 4), где эквивалентные значения RЭ1 и C1Э определяются теми же формулами (7), (8) с теми же ограничениями.

Анализ представленных схем в предположении fk ~ единиц

nФ, т.е. реализация встроенного варианта системы ФАПЧ, а именно C1, потребует до 1 мм2

площади кристалла, поэтому умножение ѐмкости вполне оправдано, ибо минимизация ѐмкости C1 за счѐт увеличения R1 привела бы к значительному возрастанию тепловых шумов. Упор на изменение величины С1 сделан еще и потому, что для широкой полосы fk еѐ значение будет минимально, а

в стационарном режиме (узкая полоса, больше значение С1) величина С1 определяется коэффициентом конверсии, т.е. изначальная величина С1 может быть сравнительно небольшой, что весьма удобно для встроенных систем ФАПЧ с точки зрения экономии площади кристалла.

Далее поскольку согласно (7, 8) для регулировки величины С1 лучше всего использовать R (рис. 3, 4) при изменении его значения в очень широких пределах (практически от 0 до ), то, по нашему мнению, в качестве регулирующего компонента целесооб-

144

разно использовать комбинацию резистора и полевого транзистора (ПТ) в режиме управляемого сопротивления (рис. 5), включаемого последовательно или параллельно с R. В нашем случае была использована последовательная версия регулировки R (рис. 5, а), для

которой значение RЭ = R0 + Rпт изменялось от R0 до , обеспечивая нужный коэффициент конверсии значения С1.

При моделировании переходных характеристик системы ФАПЧ с изменяемой полосой пропускания конверсия С1 проводилась с помощью повторителя напряжения (рис. 4) при двух граничных значениях fk = 800 кГц

(рис. 1). При этом коэффициент деления частоты в петле ОС M = 8, сила тока ГПЗ IH = 40 мкА, передаточная характеристика ГУН

чения элементов ФНЧ 2-го порядка (рис. 2) были соответственно равны R1 = 5,0 кОм; С1 = 60 нФ; С2 = 10 нФ. Величины регулирующих элементов (с учетом ограничений) составили R = 1 кОм, R = 0,5 кОм, максимальный коэффициент конверсии был порядка 3.

Предварительное моделирование переходных характеристик системы ФАПЧ проводилось в пакете MATLAB, графики изменения управляющего напряжения при перестройке частоты со 150 МГц до 300 МГц при разных полосах пропускания ФНЧ приведены на рис. 6. Видно, что при широкой полосе пропускания (рис. 6, б) время установления рабочего режима меньше, но колебательность переходной характеристики хуже. В отличие от этого в адаптивном варианте (рис. 6, в) переходный процесс значительно сокращается и амплитуда колебаний Uупр несколько меньше. Конечно, окончательные выводы делать рано, однако уже сейчас можно говорить о трѐх-пятикратном снижении времени переходных

145

процессов без особого ухудшения параметров выходного сигнала ФАПЧ.

Литература

1.Клюкин В.И. Схемотехника электронных устройств / В.И. Клюкин, Ю.К. Николаенков, Е.Н. Бормонтов. – Воронеж: Издательский дом ВГУ, 2019. – 174 с.

2.Бормонтов Е.Н. Влияние параметров фильтра нижних частот на характеристики ФАПЧ / Е.Н. Бормонтов, В.И. Клюкин, С.А. Быстрицский // Межвуз. сб. научн. трудов «Твердотельная электроника и микроэлектроника», вып. 8. С. 4 - 9. – Воронеж: ВГТУ, 2009.

3.Сколота В.А. Применение нейронных сетей в петле ФАПЧ / В.А. Сколота, И.А. Белова, М.В. Мартинович // Сборник научн. тр. НГТУ, 2016, №2(84). С. 77 - 87.

4.Banerjee D. Performance, Simulation and Desigh / D.Banerjee

–2003. Keliu Shu/ Cmos PLL Synthesizers – Analysis and Design / S. Keliu-Springer, 2005. – С. 215 - 249.

5.Keliu Shu. Cmos PLL Synthesizers – Analysis and Design / S.Keliu – Springer, 2005. – 215 c.

Воронежский государственный университет

146

УДК 621.382:658.562

В.А. Буслов, Р.М. Шакин, Т.В. Пашнева*

УСТАНОВКА ДЛЯ ОТБРАКОВОЧНЫХ ИСПЫТАНИЙ ТРАНЗИСТОРОВ ПО УРОВНЮ МАКСИМАЛЬНОЙ РАССЕИВАЕМОЙ МОЩНОСТИ

В работе показана возможность использования для отбраковочных испытаний мощных СВЧ полевых транзисторов неразрушающего метода измерения теплового сопротивления переход – корпус по величине максимальной рассеиваемой мощности. Обоснован выбор термочувствительного параметра и определен его температурный коэффициент. Выбранная методика реализована в лабораторной установке. Полученные с ее помощью результаты подтверждены измерениями прямым методом.

В настоящее время разработчики связной приемопередающей аппаратуры всѐ чаще используют СВЧ мощные полевые транзисторы для построения выходных каскадов усилителей мощности. Это обусловлено тем, что полевой транзистор, по сравнению с биполярным, позволяет наиболее эффективно решать схемотехнические задачи. В частности, он имеет высокое входное сопротивление, что в значительной степени облегчает задачу построения радиотехнических устройств, работающих в широкой полосе частот. К тому же свойственный полевым транзисторам отрицательный температурный коэффициент тока стока снижает вероятность теплового и вторичного пробоя [1].

Выходные каскады мощных радиотехнических устройств, работающих в широкополосных схемах, нагружены, как правило, на рассогласованную нагрузку. Уровень рассогласования в таких схемах (коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН)) в аварийных ситуациях (например, при обрыве антенно-фидерного тракта) при изменении фазы отраженного сигнала от 0 до 360о может достигать 10 и выше. В таких условиях эксплуатации разработчик транзистора должен обеспечить его надежную работу, то есть в объеме транзисторной структуры не должно образовываться областей, нагретых выше максимально допустимой температуры Тmax

147

(160 оС для системы металлизации на основе алюминия и 200 оС – на основе золота) [2]. Гарантировать с достаточной достоверностью отсутствие на кристалле областей с температурой, превышающей Тmax можно после проведения термоэлектротренировки (ТЭТ) длительностью 96 часов в режиме, при котором рассеиваемая транзистором мощность равна максимальной рассеиваемой мощности. Однако очевидные недостатки этого метода (недостаточная эффективность, высокая трудоемкость, энергоемкость и продолжительность) вызвали необходимость разработки и внедрения альтернативных диагностических экспресс-методов контроля, гарантирующих заданный уровень надежности.

Температура кристалла мощного СВЧ транзистора, при соблюдении всех указанных в технических условиях (ТУ) режимов и условий, конструктивно зависит от значения теплового сопротивле-

ния переход–корпус Rtп-к. Величина Rtп-к=Т/Ррасс (здесьТ = Тp-n Тк - разность температур p-n перехода и корпуса) зависит от множества конструктивно - технологических факторов. Особенно сильно он зависит от конструкции кристалла и качества сборки, а также качества производства корпуса и его составных частей. Поэтому одним из распространенных методов обеспечения надежности мощных транзисторов вместо термоэлектротренировки является метод контроля теплового сопротивления переход–корпус Rt п-к по уровню максимальной рассеиваемой мощности Pмакс.

Тепловое сопротивление определяется прямым, либо косвенными методами. Прямыми методами температура активной области кристалла определяется по интенсивности теплового (инфракрасного) излучения, либо с использованием жидкокристаллических термоиндикаторов или индикаторов плавления. Такие методы используются при исследованиях на этапе разработки и для выходного контроля не пригодны, так как проводятся на открытых структурах без крышек или защитных покрытий, обладают большой трудоемкостью и малой производительностью. При измерении косвенными методами температура активной области кристалла определяется по известному закону изменения термозависимого параметра, что позволяет использовать эти методы для выходного контроля теплофизических характеристик герметизированных приборов.

В зависимости от используемого термочувствительного параметра (ТЧП) существует три основных косвенных метода измерения теплового сопротивления полевых транзисторов:

148

1)по зависимости сопротивления открытого канала от тем-

пературы;

2)по зависимости прямого напряжения на p-n переходе (или барьере Шоттки) от температуры;

3)по зависимости напряжения затвор-исток от температуры.

[2].

Применение двух первых методов в условиях производства затруднено, так как сложно добиться воспроизводимости значения указанных ТЧП от партии к партии. Проще всего реализовать метод номер три. В качестве ТЧП может использоваться величина напряжение сток-подложка (так как подложка электрически объединена с истоком). Данный параметр удобно измерять, так как у него линей-

ная температурная зависимость в диапазоне от комнатной температуры (20 оС) до предельно-допустимой (200 оС), приемлемая чувствительность, простота измерения и воспроизводимость от одной технологической партии к другой.

Работа сконструированной установки происходит следующим образом. Через проверяемый транзистор устанавливается ток, приводящий к разогреву кристалла (p-n перехода сток-подложка) до необходимой температуры, соответствующей определенному уров-

ню Рмах, которая приводит к изменению ТЧП. На период измерения ТЧП tизм = 20 мкс разогревающий ток отключается, и на переход сток-подложка подается маленький измерительный ток Iизм = 0,2 А. Период времени измерения ТЧП подбирается так, чтобы в течение измерения не было заметного снижения температуры кристалла. Расчеты, произведѐнные в [3] показали, что характерная постоянная

времени охлаждения транзистора 2 мс и за время измерения ТЧП температура кристалла снижается максимум на 1,5 2 %, что не приводит к погрешности в определение величины Рмакс.

Когда величина ТЧП достигает расчетного значения, соответствующего максимальной температуре кристалла, разогревающий ток отключается. Значение этого тока Ic max фиксируется и при заданном напряжении Uси (например, 20 В) будет использовано для разделения образцов. Чем больше измеренный ток Ic max для транзистора, тем ниже тепловое сопротивление, тем выше качество его изготовления.

Конструкция измерителя для экспресс-контроля теплового сопротивления переход–корпус Rt п-к по величине максимальной рассеиваемой мощности Pмакс для мощных МДП транзисторов пред-

149