5.5. Содержание отчета
Отчет по лабораторной работе включает в себя следующие разделы.
Цель и задачи лабораторной работы.
Электрическая схема устройства, выполненная в САПР Cadence. С указанием наименований библиотеки и ячейки.
Графические зависимости, полученные при моделировании.
Выводы по работе.
Лабораторная работа № 6 схемотехническое проектирование преобразователя частоты. Умножитель частоты и модулятор
6.1. Цели работы:
- ознакомиться с принципами построения безфильтрового умножения частоты;
- проведение схемотехнического анализа схемы умножителя, снятие необходимых характеристик (определение порогового напряжения транзистора, проведение временного анализа, снятие АЧХ, ФЧХ усилителя, определение соотношения полезных гармоник выходного сигнала);
- проведение анализа схемы в различных температурных интервалах.
6.2. Домашние задания и методические указания по их выполнению
6.2.1. Принципы построения безфильтровых умножителей частоты
Построение широкополосных умножителей частоты с малым уровнем побочных гармоник обеспечивается по структурной схеме, выполненной на основе компенсационного способа подавления побочных гармоник.
При этом входная согласующая цепь выполняет функции широкополосного преобразователя фазы синусоидального колебания частоты ω в N-фазное колебание, а выходная согласующая цепь реализуется в виде широкополосного суммирующего устройства с N входами и одним выходом.
Наиболее целесообразно идеальный умножитель частоты выполнить с кратностью умножения N = 2 при использовании нелинейных элементов с квадратичной характеристикой.
При этом структурная схема ячейки умножителя частоты можно представить в виде изображенном на рис. 6.1.
Рис. 6.1. Структурная схема ячейки умножителя частоты:
1 - задающий генератор частоты ω; 2 - входная согласующая цепь; 3 - нелинейные элементы (базовая схема УЧ);
4 - выходная согласующая цепь; Zн - внешняя нагрузка
При использовании в качестве НЭ транзисторов входная согласующая цепь реализуется в виде расщепителя фазы с начальными фазовыми сдвигами 0 и 180°.
В качестве расщепителя фазы можно использовать несколько типов электрических схем. Наиболее простой схемой является парафазный каскад, на котором выполнена входная согласующая цепь устройства. Однако при его реализации возможно возникновение асимметрии сигналов по амплитуде за счет того, что выходные сигналы снимаются с плеч имеющих разные входные сопротивления, так как для верхнего плеча каскад включен по схеме с общим истоковым электродом и для нижнего плеча по схеме с общим выходным электродом. При этом асимметрия плеч этого каскада появляется как при работе на относительно малую нагрузку, когда его внутреннее сопротивление больше влияет на величину выходного сигнала, так и при работе в микрорежиме, когда величина входного тока также влияет на выходное сопротивление каскада.
Лучшие результаты по идентичности выходных сигналов может обеспечить цепь, выполненная на дифференциальном каскаде при заземлении одного из его входов по его частоте. Так же возможно асимметрия плеч за счет того, что один выходной сигнал сниматься с плеча включенного по схеме с общим истоковым электродом, а второй - по схеме с общим выходным электродом.
Поскольку такие схемы не содержат частотно зависимых реактивных элементов и избирательных LC–контуров, то их частотная характеристика постоянная в широкой полосе частот. В результате и обеспечивается широкополосность всего устройства.
Возможны также и другие варианты построения широкоплосных принципиальных схем расщепителя фазы.
В качестве НЭ необходимо использовать полевые и биполярные транзисторы, выполненные в виде дифференциальной пары с практическими квадратичными характеристиками. Такие характеристики имеют полевые транзисторы с МОП-структурой и управляющим р-n переходом. Кроме этого технологически у ПТ можно изменять нелинейность проходной характеристики и приближать ее к квадратичной зависимости. В том случае спектр ПТ содержит входную ω и 2ω, которая и является выходной частотой. Кроме этого можно использовать схемы с обратной связью, в частности со сто процентной обратной связью по току, с обратной связью по напряжению, позволяющими уменьшить уровень побочных гармоник и устранять влияние неидентичности параметров транзисторов двухтактного каскада. Этим ПТ выгодно отличается от БТ и других НЭ.
Практически эта задача решается в выявлении нелинейных элементов и структур с квадратичными характеристиками, определении метода их включения, поиске схемных решений базовой ячейки умножителя частоты и оптимальных схемотехнических решений входной и выходной согласующих цепей, оптимизации их структуры, характеристик, режима, обеспечивающего оптимальные условия работы нелинейного элемента и способных выполняться по технологии «система на кристалле».
Непосредственное подключение внешней нагрузки Zн к выходу двухтактного каскада УЧ нецелесообразно, поскольку внешняя нагрузка Zн, в качестве которой является вход следующей ячейки УЧ, относительно низкоомна и содержит реактивную составляющую. Это приводит как к уменьшению коэффициента усиления (передачи) ячейки УЧ, так и увеличению уровня побочных гармоник на ее выходах. Кроме этого с помощью выходной согласующей цепи путем выбора коэффициента передачи и величины ее входного сопротивления достигается оптимальный режим работы последующей ячейки УЧ.
В качестве выходной согласующей цепи целесообразно использовать активную цепь, в который транзисторы включены по схеме с общим выходным электродом и работающие в линейном режиме. Это обеспечивает хорошее согласование даже с низкоомной внешней нагрузкой, а также малое увеличение уровня побочных гармоник за счет 100 % отрицательной обратной связи, либо более сложную активную цепь, состоящую из двух усилительных каскадов. При этом первый каскад, включенный с общим истоковым электродом, обеспечивает усиление сигнала, когда транзистор двухтактного каскада УЧ не позволяет это реализовать, а с помощью второго каскада, включенного по схеме с общим выходным электродом достигается согласование с внешней нагрузкой Zн. Такой каскад хорошо работает при емкостной составляющей нагрузки Zн, что имеет место практически при работе транзисторов на достаточно высоких частотах.
6.2.2. Умножители частоты на дифференциальных каскадах
Дифференциальные каскады более просто реализуемы технологически, однако их применение целесообразно при симметричном выходе устройства и при работе на достаточно высокомноую нагрузку.
При выборе АЭ как входной, так и выходной согласующих цепей транзисторы должны иметь большой запас по частоте в 5 - 10 раз. В этом случае инерционность транзисторов практически не проявляется, что обеспечивает как большое усиление в заданном диапазоне рабочих частот, так и малый уровень побочных гармоник на выходе устройства.
При выполнении умножителя частоты входную согласующую цепь необходимо выполнить в виде усилительного каскада с малым выходных сопротивлением, чтобы обеспечить больший коэффициент передачи для частоты 2ω. Этому требованию удовлетворяет каскад с общим коллектором при использовании биполярных транзисторов или каскад с общим стоком при использовании полевых транзисторов. Выходную согласующую цепь необходимо выполнить на основе дифференциального каскада, имеющего два противофазных входа, или операционного усилителя, которые реализуются в интегральном исполнении по субмикронной технологии и обеспечивают усиление сигнала с частотой 2 ω, согласование с внешней нагрузкой и подавление составляющей частоты ω с заданными требованиями.
При реализации ячейки удвоителя частоты на полевых транзисторах сигнал частоты 2ω снимается непосредственно с общей нагрузки двух транзисторов, что обеспечивает простоту и технологичность устройства. Однако для уменьшения влияния внешней нагрузки на работу ячейки УЧ на ее выходе необходимо поставить буферный каскад.
Вариант базовой принципиальной схемы двухтактного транзисторного УЧ, выполненного на полевых транзисторах по схеме с общим затвором, обеспечивающего более низкий уровень побочных гармоник и работу на более высоких частотах, приведен на рис. 6.2.
Рис. 6.2. Вариант базовой принципиальной схемы двухтактного транзисторного УЧ
В это схеме заземление затворов VT1 и VT2 обеспечивается конденсаторами С1 и С5.
В полной принципиальной схеме входную согласующую целесообразно реализовать на дифференциальных каскадах с динамической нагрузкой. Выходную согласующую цепь необходимо реализовать по схеме с общим стоком, работающем в линейном режиме, что обеспечивает низкий уровень побочных колебаний в этой цепи.