7.4.2. Полная частотная коррекция

Если операционный усилитель разрабатывается для универсального применения, то фазовый сдвиг его выходного сигнала при A_D > 1 должен быть меньше 120°. При этом для любого коэффициента обратной связи 0 < k < 1 запас по фазе будет составлять не менее 60° Это требование выполняется корректированием частотной характеристики дифференциального усиления, причем коррекция производится так, чтобы при A_D > 1 она была аналогична характеристике фильтра нижних частот первого порядка. Так как нежелательные паразитные фильтры с частотами среза f₂ и f₃, как показано на рис. 7.8, не могут быть устранены из схемы усилителя, то необходимо путем выбора конденсатора коррекции C_k так снизить частоту среза основного фильтра, чтобы величина A_D уменьшилась до значения A_D= 1 до того, как начнется влияние второго фильтра нижних частот.

Этот вариант коррекции представлен на рис. 7.12. Очевидно, что при таком соотношении параметров даже для самого неблагоприятного случая обратной связи, когда k = 1, еще имеется достаточный запас по фазе  = 65°, а при меньших значениях k он практически равен 90°. Можно отметить также, что из-за наличия частотной коррекции полоса пропускания разомкнутого операционного усилителя сужается.

Рис. 7.12. Амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики операционного усилителя с полной частотной коррекцией и без нее

Частотная коррекция усилителя на нижних частотах увеличивает фазовый сдвиг до 90°, а на более высоких частотах практически на него не влияет. При этом не производится компенсация фазовою сдвига в характеристике операционного усилителя, а часто применяющийся на практике термин «фазовая компенсация» для обозначения частотной коррекции является принципиально неверным.

Схемная реализация

Практическое осуществление частотной коррекции рассмотрим на примере усилителя А 741, представленного на рис. 7.4. На схеме имеются две высокоомные точки - выход каскада дифференциального усиления и выход каскада на составном транзисторе, используемые для частотной коррекции. Будем исходить из того, что каждая из этих точек имеет по отношению к общей точке паразитную емкость около 10 пФ. Согласно схеме замещения, приведенной на рис. 7.5, выходное сопротивление дифференциального усилителя образует фильтр нижних частот с частотой среза

Для фильтра нижних частот, образуемого выходным сопротивлением каскада на составном транзисторе, из схемы замещения на рис. 7.6 получим

Третья частота среза определяется частотными свойствами интегральных р-n- р-транзисторов:

Кроме указанных в схеме действует еще ряд фильтров нижних частот с более высокими частотами среза, которые в дальнейших расчетах не будут приниматься во внимание.

Чтобы при максимальной обратной связи (k = 1) оставался запас по фазе, равный 65°, частота f_T должна выбираться из условия

Эта величина указана на рис. 7.12. Чтобы получить такую частоту, необходимо снизить частоту f₁ с 8 кГц до значения

Для этого к выходу дифференциального усилителя подключается конденсатор емкостью 80000 пФ.

Столь большую величину емкости нельзя получить методами интегральной технологии Существенного уменьшения величины этой емкости можно достичь, если ее подключать не к общей точке, а, как показано на рис. 7.4, к коллектору последующего каскада на составном транзисторе При этом образуется цепь частотно-зависимой отрицательной обратной связи по напряжению (интегратор Миллера). Для пояснения ее принципа действия рассмотрим схему замещения, представленную на рис 7.13

Рис 7.13 Схема замещения цепи частотной коррекции, осуществляющей отрицательную обратную связь по напряжению

Благодаря действию инвертирующей отрицательной обратной связи вход каскада усиления напряжения, выполненного на составном транзисторе, имеет нулевой потенциал (виртуальный нуль), а выходное напряжение усилителя определяется выражением

На частоте f_T коэффициент A_D по определению равен единице. Отсюда для величины С_k получим выражение

где S_D- крутизна входного дифференциального каскада. Подставив в формулу (7.3) найденные в предыдущем разделе значения S_D = 0,2 мА/В и f_T = 100 кГц. получим С_k = 320 пФ, что соответствует лишь 1/250 части ранее определенного значения.

Отрицательная обратная связь по напряжению, которой охвачен второй каскад усиления, имеет еще одно существенное преимущество - она уменьшает его выходное сопротивление. Это приводит к увеличению частоты среза f₂ образуемого этим каскадом фильтра нижних частот с 200 кГц до частот свыше 10 МГц. Здесь имеет место так называемое расщепление частоты среза.

Вследствие увеличения величины f₂ до значения, превышающего частоту f₃ при осуществлении коррекции усилителя частоту f_T можно расположить вблизи точки f₃.Частотные характеристики с частотой f_T = 1 МГц представлены на рис. 7.14.

Рис 7.14 Амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики при частотной коррекции с учетом расщепления частоты среза f₂

Полоса пропускания усилителя без обратной связи при этом повышается до 10 Гц. Определение величины С_k по формуле (7 3) дает величину

Конденсатор такой емкости можно, как это сделано в операционном усилителе А 741, изготовить методами интегральной технологии.