Операционные усилители на полевых транзисторах

Принципиальная схема операционного усилителя с использованием полевых транзисторов типа LF 356 представлена на рис 7.7

Рис 7.7 Принципиальная схема интегрального операционного усилителя типа LF 356

Сдвиг уровней в этой схеме достигается путем использования комплементарных пар транзисторов в дифференциальном усилителе Для достижения высокого коэффициента усиления вместо резисторов нагрузки во всех каскадах этой схемы используются источники тока.

Транзистор T₅ стабилизирует величину входного потенциала второго каскада дифференциального усилителя, обеспечивая его независимость от уровня синфазного входного сигнала. Если, например, ток I₂ незначительно увеличится, то потенциалы стоков транзисторов T₁ и T₂ резко возрастут, так как стоковой нагрузкой каждого из транзисторов являются источники тока. Вследствие такого синфазного изменения потенциалов стоков транзисторов T₁ и T₂ повысится также потенциал эмиттеров транзисторов T₃ и T₄. Это приведет к увеличению коллекторного тока транзистора T₅, что в свою очередь вызовет уменьшение тока транзистора I₁. Таким образом, в схеме осуществляется отрицательная обратная связь для синфазного входного сигнала При нулевых входных сигналах коллекторный ток транзистора T₅ устанавливается таким, что I₁=2I₃. Потенциал эмиттеров транзисторов T₃ и T₄. составляет при этом величину, равную (V^- + 0,6) В.

Выбор токов покоя транзисторов входного каскада в отличие от предыдущей схемы определяется не входным током при отсутствии сигнала, а температурным коэффициентом напряжения затвор-исток. При этом для тока покоя стока, определяющего положение рабочей точки, выбирают наиболее благоприятную с точки зрения этого критерия величину I_D = I_DZ. Для используемых транзисторов она составляет 120 мкА. Из формулы (5.15) можно определить величину крутизны дифференциального каскада:

Эта величина имеет тот же порядок, что и для рассмотренной ранее схемы с биполярными транзисторами на входе. Коэффициент усиления всего операционного усилителя A_D также равен ранее рассмотренному, а выходное сопротивление усилителя благодаря использованию вместо простого эмиттерного повторителя схемы Дарлингтона существенно ниже.

7.4. Коррекция частотной характеристики

7.4.1. Основные положения

Вследствие наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры операционный усилитель по своим частотным свойствам аналогичен фильтру нижних частот высокого порядка. Типичная частотная характеристика дифференциального коэффициента усиления A_D операционного усилителя без частотной коррекции изображена на рис. 7.8. Выше частоты f₁ частотная характеристика определяется инерционным звеном с минимальной граничной частотой. Коэффициент усиления в этой области падает (наклон 20 дБ/декада), а фазовый сдвиг выходного напряжения U_a относительно входного U_D достигает  = — 90°. Это значит, что выходное напряжение отстает по фазе от входного на 90°. Выше частоты f₂ начинает действовать второй фильтр нижних частот, коэффициент усиления уменьшается сильнее (наклон 40 дБ/декада), а фазовый сдвиг между U_D и U_a достигает  = —180°.

Рис. 7 8 Типовые амплитудно-частотная и фазово-частотная характеристики операционного усилителя (диаграмма Боде).

Это означает, что входы Р и N фактически поменялись ролями, и отрицательная обратная связь, которая осуществлялась подачей части выходного напряжения на инвертирующий вход усилителя, в этой частотной области становится положительной. В разд. 18.1.1 будет показано, что автоколебания усилительной системы могут возникнуть, если имеется такая частота, для которой фазовый сдвиг по цепи обратной связи становится равным нулю (условие баланса фаз), а коэффициент петлевого усиления g=gA_D1 (условие баланса амплитуд). Коэффициент k в этом соотношении является коэффициентом передачи цепи обратной связи. В соответствии с изложенным в гл. 6 как для инвертирующего, так и для неинвертирующего усилителя он определяется как

k = R,/(R^ + R^).

Эта формула с очевидностью вытекает также из сравнения схем усилителей на рис. 7.9 и 7.10.

Рис 7.9 К расчету коэффициента обратной связи для инвертирующего усилителя.

Рис. 7.10. К расчету коэффициента обратной связи для неинвертирующего усилителя

Согласно выражениям (6.15) и (6.23), между k и А существует следующая взаимосвязь :

где А -предельное низкочастотное значение коэффициента усиления усилителя, охваченного обратной связью.

Для определения параметров частотной коррекции необходимо более подробно рассмотреть условия отсутствия самовозбуждения, так как только выполнение этих условий позволяет утверждать, что при работе усилителя не возникнет самопроизвольной генерации.

Дадим более точное определение колебательных свойств системы. Назовем критической частотой f_k частоту, при которой g = 1, и рассмотрим фазовый сдвиг сигнала этой частоты после прохождения им всей петли обратной связи. Если он составляет точно — 180°, то возникают незатухающие колебания. Если же этот угол несколько меньше чем 180°, то в системе могут быть возбуждены только затухающие колебания, так как незатухающие колебания могут возникнуть в такой системе только на более высокой, чем f_k, частоте. Коэффициент же петлевого усиления системы, согласно определению, на этой частоте окажется уже меньшим единицы и, следовательно, возбужденные колебания будут затухающими. Приблизительной мерой оценки затухания является запас по фазе. Под этой величиной понимается дополнительный до 180° угол к фазовому сдвигу на критической частоте:

На рис. 7.11 представлены передаточные характеристики цепи с различными значениями величины а при подаче на ее вход прямоугольного скачка напряжения.

Рис 7.11. Импульсные передаточные характеристики операционного усилителя, охваченного обратной связью, при различных значениях запаса по фазе « (приведены характеристики усилителя типа LM 301).

При  = 90° возникает апериодический демпфированный сигнал, при  = 65° передаточная характеристика имеет выброс около 4%. При этом значении ое получается наиболее плоская частотная характеристика для | А | (так называемая характеристика Баттерворта), поэтому такое значение « часто используется на практике. При более низких значениях  переходный процесс демпфируется слабее, частотная характеристика для | А | приобретает в окрестности точки f_k характерный подъем. При  = 0 в системе возникают незатухающие колебания.

По диаграмме Боде разомкнутого операционного усилителя можно непосредственно определить, какая величина затухания окажется у схемы усилителя с заданным значением коэффициента k. В качестве примера рассмотрим на рис. 7.8 случай для 1/k = 8000 При этом из диаграммы находим f_k = 100 кГц и ос = 65° Таким образом, для такой обратной связи получается приемлемая величина затухания. В случае более глубокой обратной связи величина  быстро уменьшается и при l/k = 300 достигает нулевого значения.