5.6. Дифференциальный усилитель на полевых транзисторах

Для многих областей применения необходим дифференциальный усилитель с высоким входным сопротивлением. В принципе для этого можно было бы использовать биполярные транзисторы, включенные по схеме Дарлингтона, как показано на рис. 4 32 Однако существенно лучшие результаты для входного тока, диапазона воспроизводимых частот и характеристик шума могут быть достигнуты при использовании полевых транзисторов.

Типовая схема дифференциального усилителя, выполненного на полевых транзисторах, представлена на рис. 5.14.

Рис 5.14 Типовая схема дифференциального усилителя, выполненного на полевых транзисторах

Рис 5.15 Передаточные характеристики дифференциального усилителя, выполненного на полевых транзисторах

Для определения параметров схемы в режиме малого сигнала можно воспользоваться соотношениями, приведенными в разд. 4.7.1. При расчете схемы следует также иметь в виду, что суммарный ток обоих плеч должен выбираться из условия I_k<<I_DS с тем чтобы р-n-переходы затвор-канал оставались запертыми даже при максимальных входных сигналах

В отличие от биполярных транзисторов передаточная характеристика усилителя на полевых транзисторах в режиме больших сигналов зависит от тока I_k. Для ее определения запишем для обоих транзисторов выражения (5.1) с учетом того, что

Получим следующую зависимость:

(5,13)

Эта зависимость представлена на рис. 5.15 для различных значений I_k/I_DS. Очевидно что при I_k = I_DS для получения максимального размаха выходного напряжения требуется входное напряжение UD = U_P  тогда как при меньших значениях тока I_k это достигается при меньших входных напряжениях.

Дрейф рабочей точки

В разд. 4.7.4 предполагалось, что температурный коэффициент напряжения база-эмиттер для биполярного транзистора составляет около - 2 мВ/К и с увеличением рабочего тока несколько уменьшается. Температурный коэффициент напряжения затвор-исток полевого транзистора имеет величину того же порядка, однако он значительно сильнее зависит от тока канала.

Рис 516 Зависимость передаточной характеристики полевого транзистора от температуры

Как следует из рис. 5.16, при малых токах этот коэффициент отрицателен, а при больших положителен. При токе канала I_DZ он равен нулю. Именно эта величина тока транзистора является наиболее целесообразной для транзисторов дифференциального усилителя, так как дрейф рабочих точек мало зависит от неточности подбора идентичной пары полевых транзисторов.

В соответствии с работой [5.5] ток I_DZ определяется из соотношения

При таких параметрах рабочей точки для монолитной пары полевых транзисторов можно достичь значений температурного дрейфа порядка 1  50 мкВ/К.

Крутизна полевого транзистора при токе I_DZ может быть непосредственно определена: подставив (5.14) в выражение (5.2) получим

5.7. Полевой транзистор в качестве управляемого сопротивления

Из рассмотрения семейства выходных характеристик полевого транзистора, представленного на рис. 5.3, следует, что вольт-амперная характеристика полевого транзистора при малых величинах напряжения сток-исток почти такая же, как у омического сопротивления, величину которого можно менять в широких пределах путем изменения напряжения затвор-исток. Для того чтобы можно было отчетливее наблюдать этот эффект, на рис. 5.17 представлен увеличенный фрагмент семейства выходных характеристик транзистора вблизи нулевой точки.

Рис 5 17 Семейство выходных характеристик полевого транзистора при низких напряжениях сток-исток

Рис 5.18 Линеаризованное семейство выходных характеристик полевого транзистора

Для определения величины эквивалентного сопротивления рассмотрим выражение (5.5) для начальной области характеристики, тогда для U_DS <<U_k получим

Отсюда с учетом формулы (5.2) находим

Минимальное значение сопротивления по-

Для маломощного полевого транзистора эта величина колеблется в пределах от 50 до 500 Ом. Существуют также транзисторы, специально предназначенные для работы в качестве управляемых сопротивлений и аналоговых коммутаторов со значениями R_DSоткр менее 10 Ом.

На рис. 5.19 показана схема делителя напряжения на полевом транзисторе.

Рис. 5.19. Управляемый делитель напряжения.

Коэффициент деления сигнала составляет

Чтобы в такой схеме коэффициент деления сигнала путем изменения управляющего напряжения можно было варьировать в широких пределах, выбирают R₁>>R_DSоткр. Как следует из рис. 5.17, при больших выходных напряжениях R_DS становится нелинейным, а именно: характеристики транзистора изгибаются таким образом, что ток стока при увеличении напряжения сток-исток получается меньшим, чем у соответствующего омического сопротивления. Поэтому, чтобы линеаризовать выходные характеристики, часть напряжения сток-исток добавляется к напряжению затвор-исток (рис. 5.20). С увеличением напряжения сток-исток растет также напряжение затвор-исток и частично компенсируется увеличение величины R_DS. Если же напряжение U_DS станет отрицательным, то благодаря схеме компенсации уменьшится также и U_GS. Таким образом, зависящее от входного напряжения снижение величины R_DS также будет компенсироваться и в третьем квадранте.

На рис. 5.18 показано линеаризованное семейство характеристик управляемого сопротивления на базе полевого транзистора при оптимальном выборе резисторов R₂ и R₃. Отклонение от линейной характеристики при |U_DS|  1В не превышает 1%. Оптимальная линеаризация характеристик достигается при R₂R₃>>R_DS. При этом

Если это значение подставить в формулу (5.5), то величина U²_DS сократится и получится точное соотношение