Схемы силовых выпрямительных блоков

В источниках для дуговой сварки силовые выпрямительные блоки в подавляющем большинстве собраны по трехфазной мостовой схеме, значительно реже – по шестифазной схеме с уравнительным реактором. Однофазные мостовые схемы выпрямления используются в основном во вспомогательных электрических цепях сварочных источников питания: цепях управления и регулирования, защиты и т. п.

Схема однофазного мостового выпрямления (рис. 4.9) включает, по крайней мере, два обязательных элемента: трансформатор Тр и выпрямительный блок В. Такой однофазный мостовой выпрямитель работает следующим образом.

а) в)

Рис. 4.9. Однофазная мостовая схема выпрямления (а) и графики изменения напряжений (б) и токов (в)

В первом полупериоде при положительной полярности зажима а обмотки трансформатора ток пропускается вентилями V₁ и V₂ (путь тока показан на рис. 4.9, а тонкой сплошной линией), во втором полупериоде при положительной полярности зажима b – вентилями V₃ и V₄ (путь тока показан тонкой пунктирной линией). В результате переменные напряжение U₂ и ток I₂ (рис. 4.9, б), получаемые на выходе трансформатора Тр, в блоке выпрямления В преобразуются в постоянные по направлению напряжение U_в и ток I_в (рис. 4.9, в), которые с выхода моста подаются потребителю (на нагрузку R_н).

Среднее значение выпрямленного напряжения U_в.ср, равное напряжению на выводах выпрямителя в режиме холостого хода, находится за период повторяемости функции U = f(t), который равен k, в соответствии с теоремой о среднем:

, (4.1)

где U_2д – действующее значение синусоидального фазного напряжения.

Форма кривых выпрямленных напряжения U_в и тока I_в – пульсирующие (см. рис. 4.9, в). Коэффициент пульсации напряжения k_п равен

. (4.2)

Здесь U_м – амплитудное значение первой гармоники выпрямленного напряжения, U_в – его среднее значение.

В трехфазной мостовой схеме выпрямления в каждую фазу включены по два вентиля со встречной проводимостью (рис. 4.10). Все шесть вентилей разбиты на две группы. В нечетной (катодной) группе вентилей (V₁, V₃, V₅) катоды электрически связаны между собой, их общий вывод служит положительным полюсом для нагрузки. В четной (анодной) группе вентилей (V₂, V₄, V₆) электрически связаны аноды, общая точка этой группы представляет собой отрицательный полюс для нагрузки.

В любой момент времени в условиях мгновенной коммутации работают два вентиля: один – из нечетной, а другой – из четной группы.

а)

б)

в)

Рис. 4.10. Трехфазная мостовая схема выпрямления (а) и графики изменения вторичного фазного (б) и выпрямленного (в) напряжений

В катодной группе открыт вентиль, у которого в данный момент положительный потенциал анода – наибольший по абсолютному значению. В анодной группе открыт вентиль, у которого наибольший по абсолютному значению отрицательный потенциал катода. Каждый из вентилей пропускает ток в течение 1/3 периода T переменного тока.

Открытие вентилей V₁, V₃, V₅ из нечетной группы происходит в моменты t₁ – t₃ – t₅ – t₁ – t₃ – … (рис. 4.10, б), соответствующие точкам пересечения положительных участков фазных напряжений U_2а, U_2b, U_2с вторичной обмотки трансформатора, сдвинутых друг относительно друга по фазе на 2π/3. Открытие вентилей V₂, V₄, V₆ четной группы происходит в моменты t₂ – t₄ – t₆ – t₂ – t₄ – … соответствующие точкам пересечения отрицательных участков фазных напряжений U_2а, U_2b, U_2с. Отпирание каждого вентиля происходит один раз за период Т. Моменты отпирания вентилей тех же фаз, но относящихся к разным группам, сдвинуты на π или на полпериода Т/2. Моменты открытия вентилей, относящихся к разным группам, сдвинуты во времени на 2π/6.

Так, от момента t₀ начала положительного полупериода фазы 2a до момента t₁ пересечения синусоид 2с и 2a ток I_2A проходит через открытые вентили V₅ из нечетной группы и V₆ из четной группы. В момент t₁ мгновенно открывается вентиль V₁ нечетной группы, а в момент t₂ (точка пересечения синусоид 2а и 2b) – вентиль V₂ четной группы, т.к. начиная с момента t₁ вентиль V₁ имеет наибольший положительный потенциал на аноде, а вентиль V₂ – наибольший отрицательный потенциал катода. Такая коммутация тока называется мгновенной, или естественной. Если же в анодных цепях имеются индуктивности, то переход тока совершается не мгновенно, а в течение времени коммутации тока, за которое ток в вентиле, заканчивающем работу, спадает до нуля, а в вентиле, вступающем в работу, возрастает до значения, которое было до коммутации.

В частности, на рис. 4.10, а тонкой штриховой линией показано, что в интервале t₁...t₂ ток идет по обмотке с наибольшим положительным потенциалом a₂, через вентиль V₁ и нагрузку R_н, через вентиль V₆ и по обмотке с наибольшим отрицательным потенциалом b₂ ( ). В момент t₂ вентиль V₆ закрывается, а вентиль V₂ включается. Вентиль V₁ продолжает работать до момента t₃, когда мгновенно открывается вентиль V₃ из нечетной группы. Каждый вентиль пропускает ток в течение 2π/3, т. е. 1/3 T. Переход тока с одного вентиля данной группы (например, V₁) на другой вентиль этой же группы (например, V₃), т. е. переход тока с одной фазы на другую, совершается мгновенно, если анодные цепи содержат только активные сопротивления. Таким образом, в соответствии с очередностью включения вентилей (рис. 4.10, а и б) до окончания периода, ток пойдет по следующим цепям: ; ; ; ; . В дальнейшем циклы включения вентилей каждый период повторяются.

При допущении, что индуктивности равны нулю и ток переходит с одного вентиля на другой в той же группе мгновенно, выпрямленное напряжение U_в в каждый момент времени определяется как разность потенциалов положительного (+) и отрицательного (–) полюсов выпрямительного моста. С другой стороны, мгновенное значение выпрямленного напряжения равно разности фазных напряжений. Так, для промежутка времени t₁...t₂, когда работают вентили V₁ и V₆, выпрямленное напряжение U_В можно определить следующим образом:

,

где U_2а и U_2b – соответственно мгновенные значения напряжений фаз 2а и 2b вторичной обмотки трансформатора.

Аналогично можно найти мгновенное значение U_В и в других интервалах длительностью 2π/6. На основании этой зависимости построен график U_b = f(t) (на рис. 4.10, в показан толстой линией). Выпрямленное напряжение имеет пульсации, кратность которых по отношению к напряжению сети равна шести, а частота – 300 Гц.

Если считать, что нагрузка выпрямителя (R_н на рис. 4.10, а) является чисто активным сопротивлением, когда I_в = U_в/R_н, , то график I_в повторяет график U_в. При этом, вследствие того, что вентиль работает в течение 1/3 T, средний ток Iу, протекающий через него за период, равен

.

Среднее значение выпрямленного напряжения U_в.ср, равное напряжению на выводах выпрямителя в режиме холостого хода, находится как среднее значение интеграла за период повторяемости для U_в =f(t), который равен 2π/6 (см. рис. 4.10, в). Например, для периода от -π/6 до π/6 (на рис. 4.10, в он заштрихован) U_в.ср можно вычислить по зависимости (4.1):

.

Максимальное значение обратного напряжения U_обр, под воздействием которого находится, например, вентиль V₃ в непроводящем состоянии в момент t₀, равно U_cb = U_2c–U_2b. Его амплитудное значение равно

.

Это обстоятельство чрезвычайно важно для эксплуатации вентилей, т.к. обратное напряжение при трехфазной мостовой схеме выпрямителя почти не превосходит величину напряжения в режиме холостого хода.

В шестифазном преобразователе с уравнительным реактором (рис. 4.11) трехфазный трансформатор содержит шесть вторичных обмоток. Они разделены на две трехфазные группы: нечетную w₂₁ с обмотками а₁, b₁, с₁ и четную w₂₂ с обмотками а₂, b₂, с₂ (рис. 4.11, а). Обмотки в каждой из групп соединены в звезду. Нулевые точки групп обмоток связаны между собой однофазным уравнительным реактором (дросселем L) с выведенной средней точкой, которая является отрицательным полюсом. В цепи каждой обмотки установлено по одному вентилю, которые также образуют нечетную (V₁, V₃, V₅) и четную (V₂, V₄, V₆) группы.

В этой схеме выпрямления ток в любой момент одновременно протекает по двум вентилям и двум обмоткам – по одной цепи из каждой трехфазной группы. В каждой группе открыты по одному вентилю, у которых в данный период максимальный положительный потенциал на аноде. Каждый вентиль открывается один раз за период и работает в течение 2π/3 (трети его длительности) (рис. 4.11, б). В четной и нечетной группах вентили включаются поочередно циклически: и . При этом моменты включения вентилей из четной и нечетной групп смещены на 2π/6 и расположены поочередно: . Например, с момента t₁ в работу вступает вентиль V₁, т.к. с этого момента наблюдается максимальный в первой группе положительный потенциал обмотки а₁ на его аноде, и ток протекает по цепи, показанной тонкой пунктирной линией (рис. 4.11, а). В этот же период, до момента t₂ продолжает работать вентиль V₆, на аноде которого имеется максимальный во второй группе потенциал обмотки b₂, и ток протекает по цепи, показанной тонкой сплошной линией (рис. 4.11, а).

а)

б)

Рис. 4.11. Шестифазная схема выпрямления с уравнительным реактором (дросселем L) (а) и графики изменения вторичного фазного и выпрямленного напряжений (б)

В любой момент выпрямленное напряжение U_в равно полусумме напряжений работающих фаз. Так, в интервале t₁...t₂

,

,

или .

Данные зависимости показывают, что половина напряжения U_L дросселя L, показанного на рис. 4.11, б заштрихованной областью между U_2b и U_2a, добавляется к напряжению фазы а₁, а другая половина вычитается из напряжения фазы b₂. Вследствие этого в цепи вентилей V₁ и V₆ действует одинаковое напряжение, поэтому работа вентиля V₆ не препятствует отпиранию вентиля V₁. Следовательно, уравнительный реактор выравнивает напряжения в двух чередующихся фазах из разных трехфазных групп обмоток, благодаря чему токи, в связанных с ними вентилях, могут протекать одновременно.

Как и в трехфазной мостовой схеме, вентиль работает в течение 1/3 T. Но поскольку в шестифазной схеме параллельно работают два вентиля, то средний ток Iу, протекающий через каждый вентиль за период, равный

,

в два раза меньше, чем в трехфазной мостовой схеме.

Выпрямленное напряжение меняется по огибающей полусумм напряжений коммутируемых фаз, как показано толстой линией на рис. 4.11, б. Среднее значение выпрямленного напряжения U_в.ср также ниже, чем в трехфазной мостовой схеме:

Величина обратного напряжения U_обр = 2,1U_в.

Разновидностью шестифазной является кольцевая схема выпрямления (рис. 4.12). В ней трансформатор также содержит две группы вторичных обмоток w₂₁ (а₁, b₁, с₁) и w₂₂ (а₂, b₂, с₂). Обмотки каждой из групп соединены в звезду. Выпрямленное напряжение U_в подается на нагрузку R_н из нулевых точек каждой звезды. Вентили V₁...V₆ в выпрямительном блоке соединены так, что образуют как бы кольцо. Поэтому данную схему выпрямления и называют кольцевой.

В кольцевой схеме выпрямления в любой момент работают две обмотки и один вентиль, причем в течение периода Т вентили от V₁ до V₆ включаются поочередно и работают во временном интервале, равном 2π/6, т. е. 1/6 Т. Например, на рис. 4.12, а, б тонкой штриховой линией показано, что в интервале времени t₁…t₂ ток идет по обмотке с наибольшим положительным потенциалом а₁, через вентиль V₁, по обмотке с наибольшим отрицательным потенциалом b₂ и нагрузке R_н ( ). Затем до окончания периода ток пойдет по следующим цепям: ; ; ; ; . В дальнейшем цикл включения вентилей повторяется.

Вследствие такой смены электрических цепей, выпрямленное напряжение U_в меняется по огибающей линейных напряжений: (рис. 4.12, в). Среднее значение выпрямленного напряжения у кольцевой схемы, как и в трехфазной мостовой схеме, равно U_в = 2,34U₂, а выпрямленного тока, как и в шестифазной схеме с уравнительным реактором, равно I_в= 0,17 I_н, где I_н – ток, проходящий через нагрузку R_н. Обратное напряжение на вентиле U_о6р = 2,1U_в.

Каждая из описанных выше схем выпрямления имеет свои достоинства и наиболее рациональные области применения. Некоторые их эксплуатационные показатели приведены в табл. 13.

а)

б)

в)

Рис. 4.12. Шестифазная кольцевая схема выпрямления (а) и графики изменения вторичного фазного (б) и выпрямленного (в) напряжений

При промышленной частоте тока из-за большой его пульсации однофазная мостовая схема выпрямления мало пригодна для сварки. В обычных источниках для сварки она используется в основном во вспомогательных электрических цепях. В силовых цепях ее используют только в источниках со звеном высокой частоты (в инверторных выпрямителях).

Расчетная мощность трансформатора в трехфазной мостовой схеме, равная Р_тр =1,05 I_нU_в, незначительно отличается от мощности потребителя Р_н = I_нU_в. Это свидетельствует о хорошем использовании трансформатора. К тому же такой трансформатор имеет наиболее простую конструкцию среди всех рассмотренных многофазных схем выпрямления.

Таблица 13

Характеристики схем выпрямления

Схема выпрямления	Число вентилей	Степень пульсации напряжения	Средний ток вентиля	Действующий ток вентиля	Амплитуда обратного напряжения вентиля Uобр/Uв	Расчетная мощность трансформатора
Однофазная мостовая	4	0,67	0,5	0,71	1,57	1,23
Трехфазная мостовая	6	0,06	0,33	0,58	1,05	1,05
Шестифазная с уравнительным реактором	6	0,06	0,17	0,29	2,1	1,26+0,07
Кольцевая	6	0,06	0,17	0,41	2,1	1,26

Поскольку затраты на трансформатор всегда преобладают в общей стоимости выпрямителя, трехфазная мостовая схема находит широкое применение в конструкции серийных выпрямителей на неуправляемых вентилях, несмотря на небольшой проигрыш в стоимости выпрямительного блока.

В шестифазной схеме выпрямления с уравнительным реактором расчетная мощность трансформатора Р_тр =1,26 I_нU_в, и дросселя Р_др = 0,07 I_нU_в несколько выше, чем в трехфазной мостовой схеме. Однако из всех рассматриваемых схем шестифазная схема с уравнительным дросселем требует наименее мощных вентилей, поэтому она нашла применение в конструкции выпрямителей на управляемых вентилях.

В кольцевой схеме выпрямления трансформатор используется эффективнее, чем в любой из шестифазных схем. Его расчетная мощность Р = 1,26I_нU_н. Поэтому кольцевая схема выпрямления широко используется в конструкции мощных выпрямителей, т.к. при относительно дешевом выпрямительном блоке она дает наибольшую экономию на стоимости трансформатора.

Таким образом, наиболее применяемые в сварочных источниках питания трехфазная мостовая схема выпрямления, шестифазная схема выпрямления с уравнительным реактором и кольцевая схема выпрямления удовлетворяют основным требованиям дуговых способов сварки и отличаются высокими технико-экономическими показателями.

В тиристорном выпрямительном блоке (рис. 4.1) за счет фазового управления моментом включения тиристора обеспечивается регулирование режима, а при введении обратных связей по току и напряжению также и формирование любых внешних характеристик.

Принцип фазового управления рассмотрим на примере шестифазной схемы выпрямления с уравнительным дросселем (рис. 4.13).

а)

б) в)

г) д)

е) ж)

Рис. 4.13. Упрощенная принципиальная схема (а) и осциллограммы тиристорного выпрямителя при использовании трансформатора с нормальным (б, в, г, д, ж) и увеличенным (г) рассеянием

Проанализируем сначала простейший случай работы на линейное активное сопротивление при малом сопротивлении фазы трансформатора (X ≈ 0). В начальный момент θ₀ ток пропускают вентили V5 и V6 (показано на рис. 4.13,а тонкой линией). Это объясняется тем, что анод V5 соединен с обмоткой С1, имеющей сейчас наибольший положительный потенциал из обмоток первой группы А1, В1, С1 (рис. 4.13, б), а анод V6 соединен с обмоткой В2, у которой наибольший положительный потенциал из обмоток второй группы А2, B2, С2 (рис. 4.13, в).

Остальные вентили ток не пропускают. Как было показано на рис. 4.11, в диодном выпрямителе коммутация тока с вентиля V5 на V1 произошла бы в момент θ₁ = 30°, когда напряжение обмотки А1 становится выше, чем у обмотки С1 (и_a1 > и_c1). Но для тиристорного выпрямителя в этот момент выполняется только первое условие отпирания вентиля V1 – потенциал его анода стал наибольшим в первой группе обмоток. Отпирание же вентиля V1 произойдет позже – лишь при выполнении второго условия, т.е. в момент подачи сигнала на управляющий электрод тиристора. А до этих пор в первой группе будет работать обмотка С1 и соединенный с ней вентиль V5, хотя потенциал его анода ниже, чем у вентиля V1.

Пусть в момент θ₂ на управляющий электрод тиристора V1 будет наконец подан управляющий импульс. В результате вентиль V1 откроется, и на нагрузку станет подаваться потенциал обмотки А1 (показано пунктирной линией на рис. 4.13, а). При этом вентиль V5 закроется. Момент пересечения фазных напряжений, соответствующий коммутации диодов (θ₁ = 30°), называют моментом естественной коммутации и от него отсчитывают угол управления тиристоров (α = θ₂ – θ₁). Со сдвигом в 60° от момента θ₂ произойдет коммутация во второй группе обмоток (рис. 4.13, в), и в работу вступит вентиль V1, соединенный с обмоткой С2, на которой к этому моменту будет максимальный положительный потенциал среди обмоток второй группы. Таким образом, вентили включаются в работу через 60° в порядке их нумерации: V1 – V2 – V3 – и т. д., каждый с одинаковым углом задержки α относительно точки естественной коммутации. В любой момент одновременно работают два тиристора – сначала V5 и V6, затем V6 и V1 и т. д. благодаря действию дросселя L, уравнивающего напряжения в цепи двух тиристоров и поэтому вовлекающего их в параллельную работу. На рис. 4.13, б и в толстой линией показано напряжение, подаваемое соответствующей группой обмоток на нагрузку. Выпрямленное напряжение и_в в каждый момент равно полусумме напряжений двух работающих обмоток из разных групп (рис. 4.13, г). Как видно, в интервале θ₁ – θ₂ это напряжение меньше, чем у диодного выпрямителя. Поэтому и среднее значение напряжения тиристорного выпрямителя U_В меньше, чем у диодного, на величину U_z/2, пропорциональную площади заштрихованного участка на рис. 4.13, б. При углах управления α от 0 до 60° кривая выпрямленного напряжения непрерывна, его среднее значение можно вычислить по формуле

.

С увеличением угла управления α потери U_z увеличиваются, а само выпрямленное напряжение снижается:

.

Фазовое регулирование заключается в изменении угла управления тиристоров, приводящем к изменению части напряжения трансформатора, подаваемого тиристорным выпрямительным блоком на нагрузку.

Фазовое регулирование обладает всеми достоинствами электрического регулирования: компактность и высокая надежность бесконтактных органов управления, плавность и высокая кратность регулирования напряжения, простота дистанционного и программного управления.

Главный недостаток фазового регулирования заключается в значительной пульсации выпрямленного напряжения. При α > 60° в кривой выпрямленного напряжения появляются разрывы (рис. 4.13, ж). Более того, даже в интервале 0 < α < 60°, несмотря на непрерывность кривой u_в, кривая сварочного тока i_д прерывиста (рис. 4.13, д), если напряжение дуги достаточно велико. Разрывы кривой тока возникают в интервалы, когда и_в<U_д.

Приемы снижения пульсации напряжения и тока приведены на схемах, используемых в серийных тиристорных выпрямителях (рис. 4.14). Обычно с этой целью устанавливают сглаживающий дроссель L, иногда с обратным диодом VD (рис. 4.14, а).

В те моменты, когда мгновенное значение выпрямленного напряжения уменьшается, сварочный ток поддерживается энергией, запасенной дросселем в предыдущий промежуток времени. Обратный диод особенно полезен при глубоком регулировании (α > 60°), поскольку позволяет дросселю поддерживать ток i_д2 в моменты, когда тиристоры не пропускают ток i_д1. В результате кривая тока сглаживается (рис. 4.13, д). Для практически полного сглаживания тока во всем интервале регулирования α от 0 до 90° необходимо, чтобы сопротивление дросселя Х_L=ωL было существенно выше сопротивления нагрузки – дуги (ωL > R_д). Такой мощный дроссель слишком дорог и велик, к тому же чрезмерно замедляет переходные процессы при зажигании дуги и переносе электродного металла. Поэтому индуктивность назначают на уровне L = 0,2–0,5 мГн только из соображения уменьшения разбрызгивания, не стремясь к полному сглаживанию кривой тока. Обычно применяется дроссель с воздушным зазором на 2–3 ступени (рис. 4.14, б).

Для снижения пульсации напряжения разумно также ограничивать глубину фазового регулирования, например до α = 60°. Чтобы кратность регулирования напряжения при этом не снизилась, фазовое регулирование дополняют ступенчатым, например, изменяя соединение обмоток трансформатора. На рис. 4.14, б переключатель S показан в положении, обеспечивающем соединение первичных обмоток в звезду, что дает низший диапазон регулирования сварочного напряжения. При другом положении переключателя обмотки соединяются треугольником, и выпрямленное напряжение увеличивается в 1,73 раза.

Наконец, устойчивое горение дуги при глубоком фазовом регулировании достигается введением блока подпитки (рис. 4.14, в). Блок представляет собой вспомогательный маломощный выпрямитель, состоящий из трансформатора Т2 с увеличенным рассеянием и блока неуправляемых вентилей VD. Его ток заполняет паузы в кривой тока основного источника.

а) б)

в)

Рис. 4.14. Упрощенные схемы тиристорных выпрямителей: а – с трехфазной мостовой; б – с шестифазной с уравнительным дросселем; в – с кольцевой схемой выпрямления

Необходимые (жесткие или крутопадающие) внешние характеристики в тиристорном выпрямителе могут быть сформированы как естественным, так и искусственным способом.

Естественные внешние характеристики имеют наклон, зависящий от сопротивления трансформатора. На рис. 4.13, б была показана осциллограмма напряжения тиристорного выпрямителя при малом сопротивлении трансформатора. Перейдем теперь к более сложному случаю, когда сопротивление фазы трансформатора Х≠0. В этом случае необходимо учитывать затянутую коммутацию при анализе работы неуправляемых вентилей. На рис. 4.13, е показана осциллограмма напряжения при затянутой коммутации вентилей. Как и на рис. 4.13,б, в интервале Θ₀ – Θ₂ в первой группе обмоток работает вентиль V5, потери напряжения и_Z в интервале Θ₁ – Θ₂ вызваны задержкой включения тиристора V1 на угол α. С момента Θ₂ включается вентиль V1, но вентиль V5 в отличие от процессов, показанных на рис. 4.13,б, не отключается, а продолжает работать благодаря энергии, запасенной в индуктивности обмотки С1. Поэтому в интервале γ коммутации от Θ₂ до Θ₃ одновременно работают вентили V5 и V1, и на нагрузку от первой группы обмоток подается напряжение, равное полусумме потенциалов (u_с1 + и_а1)/2, а отнюдь не потенциал и_а1, как было показано на рис. 4.13, б. Напомним, что во второй группе обмоток в течение всего интервала Θ₀ – Θ₃ работает обмотка В2 с вентилем V6. Таким образом, в тиристорном выпрямителе, как и в диодном, возможен 2-й (двух-, трехвентильный) режим работы, т.е. попеременная работа вентилей то по два (V5 и V6 в интервале Θ₀ – Θ₂), то по три (V5, V6 и V1 в интервале Θ₂ – Θ₃). При увеличении сварочного тока I_д, которое вызовет затяжку коммутации γ до 60°, выпрямитель перейдет в 3-й (трехвентильный) режим работы.

Итак, затянутая коммутация приводит к дополнительным потерям напряжения и_х (рис. 4.13, е). При увеличении сварочного тока I_д интервал коммутации γ и потери U_х возрастают, а выпрямленное напряжение U_В снижается, как и в случае с диодным выпрямителем:

.

Следовательно, естественная внешняя характеристика тиристорного выпрямителя при Х≠ 0 – падающая.

Таким образом, необходимый тип естественной внешней характеристики тиристорного выпрямителя задается конструкцией трансформатора. Жесткие характеристики получаются при использовании трансформатора с нормальным рассеянием, крутопадающие – трансформатора с увеличенным рассеянием.

Естественные внешние характеристики тиристорных выпрямителей приведены на рис. 4.15. В режиме холостого хода напряжение

. (4.3)

При нагрузке вступает в работу уравнительный дроссель, поэтому напряжение скачком снижается до значения (участок 1). Поскольку реальный трансформатор с нормальным рассеянием имеет небольшое, но все же заметное сопротивление фазы Х ≠ 0, то обычно выпрямитель работает во 2-м (двух-, трехвентильном) режиме и имеет естественно пологопадающую характеристику 2 (рис. 4.15, а).

а) б)

Рис. 4.15. Естественные жесткие (а) и крутопадающие (б) внешние характеристики тиристорных выпрямителей

Уравнение внешней характеристики имеет вид

.

Потери U_z напряжения за счет задержки включения тиристоров на угол α отражает сомножитель сока в первом члене уравнения, потери U_x за счет затянутой коммутации при Х ≠ 0 отражены вторым членом. Каждому углу управления α соответствует своя внешняя характеристика, с увеличением а характеристика смещается вниз. При большом сопротивлении трансформатора внешняя характеристика на участке 3 получается крутопадающей (рис. 4.15, б) при этом выпрямитель работает в 3-м режиме.

Искусственные внешние характеристики формируются за счет обратных связей. В этом случае выпрямитель нужно представить как замкнутую систему автоматического регулирования тока или напряжения (рис. 4.16).

Рис. 4.16. Блок-схема тиристорного выпрямителя с обратными связями

На приведенной функциональной схеме толстой линией выделены элементы, обязательные для любого тиристорного выпрямителя. В силовой части схемы напряжение сети преобразуется трансформатором с нормальным рассеянием и после выпрямления тиристорным блоком и сглаживания фильтром подается на дугу. В слаботочной части блок задания БЗ формирует сигнал задания тока U_ЗТ напряжения U_ЗН, а блок фазового управления БФУ передает его к тиристорному блоку, формируя импульсы управления. Для создания системы автоматического регулирования с цепями обратных связей необходимы, кроме того, датчики выпрямленного напряжения и тока, датчик сетевого напряжения, а также блок сравнения БС сигнала задания с сигналом датчика. В конкретной конструкции может быть как одна из показанных пунктирной линией обратных связей, так и несколько.

Рассмотрим действие системы автоматического регулирования напряжения в выпрямителе с жесткими (пологопадающими) характеристиками. Выпрямленное сварочное напряжение U_в сравнивается в БС с заданным U_ЗН, и их разность U_ЗН – U_в воздействует через БФУ на угол управления а тиристоров. Если при снижении напряжения в сети или увеличении нагрузки выпрямленное напряжение понизится, то угол управления уменьшится, в результате чего выпрямленное напряжение возрастет почти до исходной величины:

.

Таким образом, выпрямленное напряжение стабилизируется, т.е. остается постоянным, независимым от колебаний нагрузки и напряжения сети. На рис. 4.17, а тонкими линиями показаны естественные пологопадающие, а толстыми – полученные из них искусственные жесткие внешние характеристики, положение которых зависит только от значений заданного напряжения U_ЗН. Иногда ограничиваются стабилизацией только при колебаниях напряжения сети, в этом случае сигнал задания U_ЗН сопоставляется с сетевым напряжением U_C.

а) б) в)

Рис. 4.17. Внешние характеристики тиристорного выпрямителя, полученные за счет обратных связей

Для получения крутопадающей внешней характеристики используют действие отрицательной обратной связи по току, когда сигнал задания U_ЗТ сопоставляется с напряжением U_ДТ датчика, пропорциональным сварочному току I_д. При введении отрицательной обратной связи с ростом тока угол управления тиристоров возрастает, что приводит к снижению выпрямленного напряжения:

.

На рис. 4.17, б показано, как из естественных пологопадающих (тонкие линии) формируются искусственные крутопадающие характеристики (толстые линии).

При введении положительной обратной связи по току можно получить пологовозрастающие, так называемые оптимизированные, внешние характеристики (рис. 4.17, в). Они полезны при механизированной сварке в углекислом газе, поскольку при любом режиме обеспечивают оптимальное соотношение между сварочным током и напряжением U_д= 18 + 0,04I_д, соответствующее минимальному разбрызгиванию электродного металла.

Таким образом, искусственные внешние характеристики в тиристорном выпрямителе получаются благодаря обратным связям по напряжению или току. Стабилизация напряжения при жестких внешних характеристиках достигается введением отрицательной обратной связи по сварочному или сетевому напряжению. Крутопадающую характеристику обеспечивает введение отрицательной обратной связи по току.

Транзисторный регулятор, как правило, устанавливается в цепи постоянного, т.е. сварочного тока (рис. 4.1). Чаще всего в качестве такого регулятора используется силовой транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером (ОЭ). При недостаточной мощности одиночного транзистора используют несколько параллельно соединенных транзисторов или транзисторных модулей, т.е. конструктивно и схемно оформленных устройств. Обычно транзистор работает в режиме ключа, т.е. при достаточной величине тока базы почти мгновенно из состояния отсечки переводится в состояние насыщения. Ключевой режим принят потому, что в отличие от режима усилителя потери энергии на транзисторе при этом минимальны, что гарантирует высокий КПД и сравнительно малый нагрев транзистора. Используются как биполярные, так и полевые транзисторы. Биполярные транзисторы имеют большую номенклатуру, лучше освоены и дешевле в производстве. Полевые МДП-транзисторы имеют больший КПД и более высокое быстродействие.

Изучим принцип работы транзисторного источника (рис. 4.18). В начальный момент t₁ при подаче от системы управления сигнала на базу транзистор VT быстро приходит в состояние насыщения, и по нагрузке идет ток, направление которого показано на рис. 4.18, а тонкой линией. Скорость нарастания тока ограничивается индуктивностью дросселя L.

После выключения транзистора с момента t₂ ток в нагрузке протекает по цепи обратного диода VD, показанной пунктиром, т.е. поддерживается за счет энергии, запасенной в дросселе L. При достаточно высокой частоте (более 1 кГц) пульсации напряжения источника не превышают 0,2–0,5 В. Его среднее значение

. (4.4)

Регулирование напряжения выполняется частотно-импульсным (рис. 4.18, б) и широтно-импульсным (рис. 4.18, в) способами. Если при постоянной длительности включенного состояния транзистора t_Т увеличить частоту его включений это вызовет сокращение интервала работы дросселя на разрядку t_ОД и, следовательно, (по 4.4) увеличение среднего напряжения на выходе источника U_И:

.

При широтном регулировании частота включения транзистора f, так же как и период следования импульсов Т=1/f, остается постоянной. В этом случае при увеличении длительности включенного состояния транзистора t_T напряжение источника U_И возрастает (рис. 4.18, в):

.

а)

б) в)

Рис. 4.18. Принципиальная схема (а) и осциллограммы при частотном (б) и широтном (в) регулировании транзисторного источника

Частотное регулирование технически проще осуществимо, при широтном регулировании меньше пульсации тока и выше быстродействие системы управления. Транзисторные источники наибольшее распространение нашли в составе установок для специальных способов сварки.