Вопросы для подготовки к защите курсового проекта № 3

1. Докажите, что включение R_э в схему ОЭ (или ОК) приводит к отрицательной (соответственно положительной) обратной связи.

2. Как обеспечить температурную стабилизацию усилительного каскада? Приведите пример схемы и объясните принцип её работы.

3. Докажите, что включение С_р в схему (рис. 9) приводит к положительной обратной связи.

4. Почему в регенеративных приемниках возможна генерация колебаний? Как ее исключить?

5. Объясните принцип действия автогенератора на туннельном диоде.

6. Как перевести автогенератор из мягкого режима возбуждения в жесткий?

7. При сборке автогенератора с индуктивной обратной связью было нарушено условие баланса фаз. Как можно обеспечить выполнение этого условия?

8. Почему необходимо увеличить емкость С _р в схеме (рис. 9), если отсутствуют колебания, и, наоборот, уменьшить С_р, если они искажены?

9. Назовите основные требования, предъявляемые к автогенераторам. Как реализовать их практически?

10. Укажите назначение элементов схемы гетеродина (рис. 9).

Курсовой проект № 4 Преобразование высокочастотных радиосигналов

Ц е л ь п р о е к т а: ознакомиться с процессами линейного и нелинейного преобразования высокочастотных радиосигналов, изучить этапы и схемы преобразования, рассчитать и смонтировать усилитель и преобразователи супергетеродинного приёмника: детектор, трехкаскадный УПЧ со смесителем.

1. Теоретическая часть

Модуляция

Низкочастотные, например, звуковые колебания (с частотами f 20 кГц и соответственно длинами волн λ = 15 км) эффективно распространяться не могут, т.к. коэффициент затухания электромагнитной волны  увеличивается с уменьшением её частоты . Для передачи сигналов информации на значительные расстояния в технике радиосвязи используется искусственный приём - принцип модуляции. Сущность его состоит в том, что низкочастотный модулирующий сигнал информации управляет каким-либо параметром высокочастотных колебаний несущей частоты. При мультипликативном «сложении» управляющего низкочастотного сигнала U₁(t) (рис. 10а) и гармонического колебания высокой частоты f с напряжением U₂(t) = U cos (2f t + ) (рис. 10б) образуется радиосигнал U(t) (рис. 10в).

Амплитуда U, частота f и фаза  являются параметрами несущего высокочастотного колебания. Изменение любого из параметров U, , f в соответствии с заданным законом изменения звуковой (или видео-) частоты F = F (t) и есть модуляция. В зависимости от того, на какой из параметров высокочастотного колебания воздействует модулирующий сигнал, различаются: 1) амплитудная модуляция (АМ) (изменяется U), 2) частотная модуляция (ЧМ) (изменяется f), 3) фазовая модуляция (ФМ) (изменяется ). Последние два вида модуляции часто называют разновидностями одной - угловой модуляции (УМ, рис. 10г).

В радиоэлектронике применяются и другие, например, комбинированные виды модуляции: амплитудно-частотная, амплитудно-фазовая модуляция и др. Частотная и фазовая модуляции используются в телевидении. Звуковой сигнал модулирует саму несущую частоту, а амплитудная модуляция используется для передачи изображения (видеосигнала). Информация о цвете передаётся различными типами модуляции. Различают две основные системы цветного телевидения: в системе SECAM происходит частотная модуляция, а в PAL – фазовая модуляция ВЧ-колебаний сигналом цвета.

Рис. 10. Временные диаграммы (слева) и соответствующие им спектры (справа) при модуляции радиосигнала: а) управляющий низкочастотный сигнал U₁(t), б) гармонический сигнал U₂(t) высокой несущей частоты f ₀, в) и г) - радиосигналы U(t) c амплитудной

и угловой модуляцией соответственно

Модуляция помогает решить сразу несколько проблем в технике радиосвязи. Во-первых, в высокочастотном диапазоне она позволяет разделить каналы связи один от другого и таким образом не создавать взаимных помех при одновременной работе многих радиостанций. Во-вторых, модуляция высокочастотных колебаний позволяет использовать генераторы несущей частоты сравнительно небольшой мощности, т.к. при передаче высокочастотных колебаний потери энергии обратно пропорциональны квадрату расстояния от источника, в то время как затухание низкочастотных (например, звуковых) колебаний обратно пропорционально четвёртой степени расстояния от источника. В-третьих, модуляция высокочастотных колебаний при передаче и приёме радиосигналов позволяет использовать антенны сравнительно малых размеров (например, для оптимального излучения и приёма колебаний с частотой f = 1 кГц потребовалась бы антенна длиной l ~ λ = 150 км).

Для получения модулированных колебаний недостаточно просто сложить (например, на линейном элементе - резисторе) колебания высокой и низкой частоты. Модуляция относится к нелинейным процессам преобразования сигналов, в которых используются схемы, содержащие нелинейные элементы, вольтамперная характеристика которых отлична от прямой (лампа, полупроводниковый диод, транзистор и др., см. рис. 11).

Рис. 11. Обобщённая схема нелинейного ПЧ:

НЭ - нелинейный элемент

Спектральный состав то-ка, текущего через нели-нейный элемент, обогащён новыми гармониками, кото-рых не было в спектре ис-ходного входного сигнала. В зависимости от вида преобразования частоты (ПЧ) с помощью правильно выбранных (настроенных) фильтров можно выделить диапазон различных частот. При модуляции (рис. 10в) выделяются высокочастотные составляющие в определённой полосе частот, расположенных около несущей частоты f₀.

При детектировании фильтр оставляет только низкочастотные составляющие. При выделении более высоких гармоник из спектра радиосигнала происходит умножение частоты. Раскроем смысл функционального назначения эле-ментов обобщённой схемы (рис.11) нелинейного пре-образования сигналов для процесса модуляции.

П

Рис. 12. Простейшая принципиальная схема модулятора

окажем возможность получения амплитудно-модулированных колебаний в принципиальной схеме модулятора (рис. 12). Вольт-амперную характе-ристику i (U) нелинейного элемента V в схеме (рис. 12) можно аппроксимировать (приближенно представить) полиномом

i = i ₀ + аU + bU + . . . . (2)

Монохроматические низкочастотные колебания низкой частоты на входе БВ имеют вид

U₁ = U ₀₁ sin  t,  = 2F . (3)

Высокочастотные колебания (рис. 10б) частоты f на входе АБ имеют вид

U₂ = U₀₂  sin  t,   f >> . (4)

Напряжение U между точками А и В, подаваемое на нелинейный элемент V, будет равно

U = U₁ + U₂ . (5)

В участке ВГ цепи, содержащем нелинейный элемент V, будет протекать ток, определяемый выражением (2), которое при подстановке в него соотношений (3)-(5) имеет вид

i (t) = i₀ + i + i_2ω + i_ω+ i _{ω - Ω} + i _{ω + Ω}, (6)

где i₀ – постоянная составляющая тока (см. (2)), а величины i и i_2ω представляют токи низкой ( ) и удвоенной высокой (2) частоты. Информация о низкочастотном сигнале (с частотой  ) заключена в последних двух слагаемых выражения (6), а именно в составляющих i _{ω - Ω} bU₀₁U₀₂  cos(  ) t и i _{ω + Ω} b U₀₁U₀₂ cos(  ) t - токах так называемых высоких боковых частот (   и   ). Вместе с высокочастотной составляющей i_ω = аU₀₂sin  t они образуют амплитудно-модулированный (АМ) сигнал

i_АМ = i_ω+ i _{ω - Ω} + i _{ω + Ω} = I ₀ (1 + msin  t) sin  t. (7)

Если m = 0, то модуляции нет (рис. 10б); если величина m возрастает, то увеличивается и глубина модуляции. При радиопередаче должно выполняться условие 0 m 1; в противном случае форма модулированных колебаний не будет соответствовать закону изменения управляющего сигнала. При перемодуляции (m >1) колебания несущей частоты в определённые моменты времени вообще прекращаются и информация не передаётся.

Из уравнения (7) можно получить спектральное представление АМ сигнала. Он состоит из трех высокочастотных колебаний: несущей () и двух боковых (с частотами    и   ), каждое из которых имеет неизменную во времени амплитуду. Если же низкочастотный сигнал имеет целый спектр колебаний, ограниченный максимальной частотой F_m (рис. 10а), то и АМ сигнал будет также иметь соответствующий дискретный спектр частот, заключенный в пределах от f₀  F_m до f₀ + F_m (см. рис. 10в). Информация об управляющем сигнале заключена в спектральном смещении боковых частот относительно несущей частоты. Это смещение зависит только от частоты управляющего сигнала, но не от его амплитуды. В то же время амплитуды боковых частот равны между собой и зависят от амплитуды модулирующего сигнала, но совершенно не зависят от его частоты.

Так как спектр модулированных колебаний занимает определённую полосу частот, то несущие частоты радиостанций выбираются таким образом, чтобы при модуляции спектры их сигналов не перекрывались. Допускается минимальное спектральное расстояние f, ближе которого несущие частоты радиостанций не разрешается располагать (в ДВ-диапазоне, например, f = 10кГц). Поэтому в приёмниках существует такая специальная характеристика, как избирательность по соседнему каналу, «отстоящему» на величину f от частоты принимаемой радиостанции (см. лаб. работу № 8).

Для того, чтобы выделить АМ колебания из всего спектра частот, получающихся при прохождении сигнала через нелинейный элемент V, на выходе модулятора ставится высокочастотный полосовой фильтр (колебательный контур на рис. 12). Настроенный на несущую частоту  и с полосой пропускания Δω , он выделит колебания (рис. 13) этой и близлежащих частот в полосе пропускания контура

U_АМ(t) = U₀ (1 + msin t) sin t = U₀ sin t + (mU₀ / 2) cos (  )t +

+ (mU₀/2)cos ( + t,

где m -коэффициент модуляции АМ-колебаний (рис. 13)

m = . (8)

Следовательно, процесс модуляции состоит из двух этапов:

1. Преобразование частоты с помощью нелинейного элемента - для создания спектра колебаний различных частот.

2 . Фильтрация - выделение из этого спектра полосы частот (например, от    до   ), в которой зашифрована информация о низкочастотном сигнале, т.е. выделение боковых и несущей частот. Полученный таким образом высокочастотный модулированный сигнал (рис. 13) после усиления направляется в антенну передатчика и излучается в окружающее пространство.

Рис. 13. АМ – колебания

Детектирование. Принцип работы

детекторного приёмника

В

Рис. 14. Схема детекторного приёмника

приёмнике из модулированных колебаний (рис. 10в) выделяется исходный модулирующий сигнал, в котором заключена информация (рис. 10а). Этот процесс называется детектированием (или демодуляцией). Он является процессом, обратным модуляции, т.к. при детектировании происходит обратное преобразование частот: высоких в низкие. Это преобразование производится в детекторе также с помощью нелинейного элемента, вследствие чего в цепи появляются токи комбинированных частот, в том числе и необходимые низкочастотные составляющие (например, со звуковой частотой ), падение напряжения которых и снимается с нагрузки. В случае детектирования обоб-щённая схема нелинейного преобразования частоты (рис. 11) может быть рассмотрена на примере схемы простейшего детекторного приёмника (рис. 14). Из всей совокупности радиосигналов различных частот, индуцированных в антенне А, во входной цепи приёмника (колебательном контуре LC) выделяется напряжение амплитудно-модулированных колебаний (рис. 13) одной какой-нибудь несущей частоты, на которую настроен контур. Трансформируясь во вторичную обмотку высокочастотного трансформатора Тр, это напряжение попадает на нелинейный элемент V, вольт-амперную характеристику которого можно описать зависимостью (2). Подставляя в (2) выражение (7), получим:

i = i + i + i + i _вч , (9)

где i₀ – постоянная составляющая тока, i _вч - сумма токов высокой частоты. Составляющая i_ = bU msin  t в соотношении (9) описывает модулирующий низкочастотный звуковой сигнал (с частотой ), представляющий интерес для детектирования. Составляющая i = (bU m /4) cos 2 t описывает колебания удвоенной звуковой частоты, вносящие уже нелинейные искажения, тем менее заметные, чем меньше коэффициент модуляции m. Дальнейшая задача приёмного устройства сводится к выделению на нагрузке детектора из всего спектра частот, получившихся в (9), только колебаний звуковой частоты . Эту задачу выполняет фильтр низких частот, в простейшем случае состоящий из ёмкости С и активного сопротивления R (например, телефонов Тф на рис. 14). Величина  = RC называется постоянной времени фильтра (RC-цепи). Если выполняется соотношение

F << << f,    f,    F ,

то в этом случае на нагрузке воспроизводится без заметных частотных искажений напряжение низкой частоты (). Качественно это можно объяснить так: из совокупности токов в (9) именно высокочастотным колебаниям предпочтительнее пройти через ёмкость С, представляющую для них малое сопротивление (X_c = 1/(C) 0). Постоянная составляющая и большая часть токов звуковой частоты проходят через сопротивление R и поэтому создают на нём заметное падение напряжения по сравнению с высокочастотными колебаниями:

U_вых (t) = R i = bmU  R  cos  t .

Поэтому коэффициент передачи детектора по напряжению определяется как

K_д  U _{вых m} / mU₀ = b U₀ R .

В зависимости от уровня (амплитуды) принимаемого сигнала используются следующие схемы детектирования:

1. Для слабых сигналов (малой амплитуды) - детекторы на усилительных элементах (лампах, транзисторах), которые ещё добавочно усиливают сигнал (К_д > 1).

2. Для сильных сигналов (большой амплитуды) достаточно полупроводникового диодного детектора, в котором нет усиления (К_д < 1). Для этого детектора значение сопротивления нагрузки R выбирается из следующего соотношения:

R _пр << R_н << R _{обр ,}

где R_обр и R_пр - сопротивления диода при его обратном и прямом включении соответственно.

Преобразование частоты.

Принцип супергетеродинного приёма

С овременные радиоприёмники обычно выполняют по супергетеродинной схеме (рис. 15).

Рис. 15. Структурная схема супергетеродинного приёмника

Эта схема обеспечивает уверенный приём сигналов радиостанций с высокой чувствительностью и избирательностью. Принцип супергетеродинного приёма состоит в том, что входной сигнал с несущей частотой f_с, выделенный из множества сигналов, действующих в антенне А, преобразуется в сигнал промежуточной частоты f_пр с сохранением спектрального состава, т. е. содержащейся в нем информации. Другими словами, спектр принятого сигнала, включающий несущую частоту, на которой сообщение излучается радиопередатчиком, переносится в другую часть диапазона радиочастот: f_пр = f_г - f_с = 465 кГц. При этом несущая частота в принятом сообщении заменяется промежуточной частотой, постоянной во всём диапазоне рабочих частот приёмника. Дальнейшее усиление принятого сигнала происходит уже на промежуточной частоте, которая обычно значительно ниже несущей, что облегчает построение усилителей. Таким образом, в супергетеродинном приёмнике (СГП) АМ-сигнал высокой частоты f_с, преобразуется в АМ-сигнал с другой частотой f_пр (рис.16).

Рис. 16. Преобразование частоты:

спектры а) входного АМ-сигнала и б) на выходе смесителя

Такое преобразование осуществляется в смесителе опять с помощью нелинейного элемента, задача которого – создать ряд комбинацон-ных частот. Рассмотрим схему ПЧ на диоде (рис. 11), на вход которой поступают два синусоидальных сигнала U₁ = U₁₀ cos ₁t и U₂ = U₂₀ cos ₂t. Общее напряжение на диоде равно U = U₁+U₂, а ток через него определяется выражением (2)

I = i₀ + a (U₁+U₂) +b (U₁+U₂) ² =

= i₀ + i_1+ i_2 + i_21+ i_22 + i_1+2 +b U₁₀U₂₀ cos (₂ - ₁) t.

Если на вход диода поступает АМ-сигнал (рис. 16а), то в смесителе будет происходить перенос спектра частот (произойдет замена _с на _пр , ср. рис. 16а,б), причем расстояние между несущей и боковыми гармониками () не изменится и независимо от f_с на входе на выходе смесителя f_пр = 465 кГц. Поэтому в супергетеродинном приёмнике можно использовать всего один усилитель, настроенный на резонансную частоту f_пр - усилитель промежуточной частоты (УПЧ). Глубина модуляции тоже останется постоянной, если форма АЧХ фильтров смесителя и УПЧ близка к прямоугольной.

Во входном контуре приёмника существуют сигналы от большого числа станций, а настройкой гетеродина выделяются частоты f_с, удовлетворяющие условию:

| f _г - f _с | = f _пр . (10)

В контуре УПЧ выделяется сигнал с частотой f_пр, поэтому согласно (10) во входном контуре будут «отбираться», соответственно, следующие частоты f_c1,2 = f _г ± f _пр. Частоты f_c1 и f_c2 являются по отношению друг к другу зеркальными частотами (каналами). Пример: если f_г = 10 MГц, то f_c1 = 10465 кГц, f_c2 = 9535 кГц. Наличие зеркального канала является одним из недостатков супергетеродинного приёмника.

Сигнал от гетеродина в катушке L₂ смешивается с сигналом, наведённым в катушке L₁, индуктивно связанной с L (рис. 15). Суммарный сигнал подаётся на вход первого каскада УПЧ, в котором одновременно осуществляется его преобразование и усиление. В колебательном контуре этого каскада выделяется сигнал промежуточной частоты, который далее усиливается другими каскадами УПЧ. В детекторе выделяется модулирующий низкочастотный сигнал, который усиливается в УНЧ. Принципиальная схема супергетеродинного приёмника приведена в лаб. работе № 9 (стр. 35). В его паспорт входят следующие характеристики:

1) номинальное выходное напряжение U_н и мощность P_н, выделяющаяся в нагрузке (громкоговорителе), при которой коэффициент нелинейных искажений , определяющий класс приёмника, принимает заданное значение (например, 3-5 %, см. лаб. работу № 4);

2) чувствительность - такое входное напряжение, какое необходимо подать на вход приёмника (антенну), чтобы на его выходе (громкоговорителе) получить номинальную мощность P_н или напряжение U_н. Чувствительность тем лучше, чем больше число каскадов усиления (как по низкой, так и по высокой частоте);

3) диапазон принимаемых (несущих) частот (f_min, f_max) определяется полосой перестройки параметров L и C входного колебательного контура приёмника;

4) полоса воспроизводимых частот (F_min, F_max) определяется АХЧ УНЧ приемника (см. лаб. работу № 4);

5) избирательность – характеристика приёмника, определяющая его способность осуществлять достаточное усиление радиосигнала в относительно узком спектральном диапазоне. Существуют следующие виды избирательности: а) по соседнему каналу, б) по зеркальному каналу и в) по промежуточной частоте f_пр. Избирательность обусловлена АЧХ контуров УПЧ. Если полоса пропускания входного контура  f не меньше 500 кГц, то зеркальная частота уже будет подавлена во входных цепях приёмника.

Усиление сигналов высокой

и промежуточной частоты

Усилители высокой частоты (УВЧ) и промежуточной частоты являются частотно-избирательными усилителями, т.к. в них должно осуществляться необходимое усиление радиосигнала в относительно узком спектральном диапазоне. В таких усилителях в качестве нагрузки в выходную цепь электронного прибора (лампы, транзистора) обычно включается либо одиночный колебательный контур, перестраиваемый по частоте (в УВЧ), либо система связанных контуров с фиксированной настройкой (в УПЧ).

Амплитудно-частотная характеристика УВЧ (рис.17а) определяется АЧХ соответствующего колебательного контура, т.е. зависимостью его полного сопротивления (импеданса) Z(x) от величины расстройки x = f / f ₀ контура относительно резонансной частоты f₀ (рис. 17б).

K (f) Z(x)

K₀ 3 R 3

K₀ / R /

2 2

f x

1 1

а) f б) x = f / f₀

f₀ x₁ x₂

Рис. 17. Зависимости а) коэффициента усиления K (f) от частоты f и б) импеданса Z(x) от параметра x = f /f ₀ расстройки относительно резонансной частоты f₀: 1- одиночные

и 2 - связанные колебательные контуры. Kривая 3 соответствует АЧХ идеального УПЧ с коэффициентом «прямоугольности», равным 1

Амплитудно-частотная характеристика усилителя промежуточной частоты должна быть близка к прямоугольной (кривая 3 на рис.17а). В этом случае УПЧ обладает равномерным усилением в диапазоне частот от f_пч – F_m до f_пч + F_m, где f_пч - промежуточная частота, а F_m – максима-льная частота модулирующего сигнала (см. рис.10а). Одновременно все частоты, лежащие за пределами выбранного диапазона, подавляются, и искажения сигнала будут минимальны, что необходимо для достижения нужной избирательности. Однако получение прямоугольной АЧХ связа-но с большими трудностями – построением колебательных систем, состоящих из нескольких связанных колебательных контуров. Такие системы сложны в регулировке, дороги и применяются лишь в тех случаях, когда требования к прямоугольности АЧХ высоки (например, в УПЧ телевизионных приёмников цветного изображения). Таким образом, основными параметрами УВЧ (УПЧ) являются:

1) резонансная частота f ₀, на которую настроен контур (для УПЧ f ₀ = f_пр = 465 кГц);

2) максимальное значение коэффициента усиления К₀ (на резонансной частоте f ₀);

3) полоса пропускания f, определяющая избирательные свойства УВЧ. Для УПЧ, кроме того, важен вид АЧХ, в особенности, её крутизна, характеризуемая коэффициентом «прямоугольности» АЧХ (см. рис.17а).

Каскады УПЧ приёмников выполняют на одиночных или связанных контурах. В первом случае АЧХ (кривая 2 на рис. 17а) аналогична по форме кривой одиночного контура (кривая 2, рис. 17б). Усиление УПЧ неравномерно и сохраняется даже при значительной расстройке контура за пределы диапазона 2F_m (рис. 10б). Приёмники при этом обладают невысокой избирательностью, а следовательно, на их вход могут попасть сигналы близко расположенных станций. Во втором случае АЧХ по форме близка к прямоугольной (кривая 3), что свидетельствует о высокой избирательности и равномерности усиления в пределах полосы пропускания. Обычно связь между контурами устанавливается близкой к критической или несколько больше её. Частотно-избирательные свойства УВЧ определяются избирательностью S, например, по соседнему каналу, отстоящему (по шкале частот) от резонансной частоты f ₀, на которую настроен УВЧ, на спектральное «расстояние» f _c (для ДВ-диапазона f _c = 10 кГц):

S = 20 lg {K (f ₀ ) / K( f ₀  f _c)}.

Ширина спектра частот f, в пределах которой осуществляется усиление, определяется полосой пропускания контура x = x₂ - x₁ = 1/Q, т.е. добротностью контура Q. Для параллельного колебательного контура величина Q увеличивается с ростом сопротивлений нагрузки (R_н ) и источника входного напряжения - генератора - (R _i )по закону:

Q = Q₀ / [1+(R / R _i) + (R / R_н)]; Q₀ = 2 С R f ₀,

где R - сопротивление контура на резонансной частоте f (рис. 17б), а Q₀ – добротность ненагруженного контура (R_н = 0), отключенного от генератора (R _i = 0). Поэтому для повышения частотной избирательности УВЧ необходимо увеличивать выходное сопротивление источника входного сигнала - генератора (обычно соответствующего транзистора) и принимать меры по согласованию достаточно большого сопротивления контура с низкоомным сопротивлением нагрузки (например, детектора). При использовании схемы ОЭ для ослабления шунтирующего влияния выходного сопротивления биполярного транзистора (R _i = R _кэ) и сопротивления нагрузки (R _н = R _д) на добротность колебательного контура, а значит, на избирательность усилителя обычно используется неполное включение контура как со стороны транзистора, так и со стороны нагрузки (рис. 18а). Нагрузку (обычно детектор или следующий каскад) можно включать, практически не уменьшая добротность контура, используя трансформаторную связь (рис. 18б) между контуром и цепью нагрузки.

 -E   -Е



С_р C_p

С L С L₁ L

R_б R_б 

 R_н C_бл

C_бл

+ E

а)               б)  

Рис. 18. Подключение нагрузки к колебательному контуру в схеме ОЭ через:

а) неполное включение в контур, б) трансформаторную связь

Для оптимального согласования сопротивлений контура R (на резонансной частоте) и нагрузки R _н необходимо обеспечить коэффициент трансформации:

                       n = N₁ / N₂ = . (11)

Н аконец, биполярный транзистор можно полностью подключить к колебательному контуру, если использовать схему включения с общей базой, обладающую большим выходным сопротивлением (по сравнению со схемой ОЭ). Однако схема ОБ обладает малым входным сопротивлением, в ( + 1) раз меньшим по сравнению с входным сопротивлением в схеме ОЭ. Поэтому обычно используют гибридную, каскодную схему (рис.19), состоящую из двух последовательно соединённых каскадов усиления: один из которых (на транзисторе Т₁) собран по схеме ОЭ, другой (на транзисторе Т₂) - по схеме ОБ.

Рис. 19. Резонансный каскад усиления (каскодная схема)

Нагрузкой транзистора Т₁ является переход эмиттер-база транзистора Т₂. Конденсатор С_б2 предназначен для фиксирования потенциала базы транзистора Т₂, чтобы считать его включенным по схеме ОБ, обладающей большим выходным сопротивлением, которое можно не учитывать при расчёте коэффициента усиления каскодной схемы:

; .

Ёмкость C_ф и резистор R _ф образуют цепь развязки - фильтр, предназначенный для уменьшения обратной связи каскадов по переменному току за счёт общего источника питания. При последовательном усилении входного сигнала в многокаскадном усилителе в цепи источника питания, общего для различных каскадов, возникают переменные токи, усиливаемые этими же каскадами. Эти токи могут, соответственно, создавать падение напряжения на внутреннем сопротивлении источника питания, что приводит к нежелательной обратной связи в усилителе вплоть до его самовозбуждения. Для замыкания переменных составляющих тока источника питания на землю необходимо параллельно ему включить ёмкость С_ф. Значение этой ёмкости выбирается из условия

Для УНЧ R _н = R _гр и С_ф > 100 мкФ, поэтому нецелесообразно ставить фильтр развязки (по переменному току). Сопротивление R _ф не должно быть большим, чтобы падение постоянной составляющей напряжения U_ф = I_н · R _ф на нём не превышало 0,1 E. Еcли э.д.с. источника питания Е = соnst, то изменения напряжения на контуре и на переходах эмиттер-коллектор транзисторов Т₁ и Т₂ в каскодной схеме (рис. 19) связаны соотношением

. (12)

Из-за шунтирующего влияния входного сопротивления транзистора Т₂ в формуле (12)

, ,

где R - общее сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора Т₂:

которое определяется импедансом контура Z, выходным сопротивлением транзистора Т₂ в схеме ОБ: R_вых = β₂  R _кэ и приведенным (к первичной обмотке) входным сопротивлением нагрузки = n²  R _н. Так как транзисторы Т₁ и Т₂ включены последовательно, то i = i и

 i =  i =  i 

Коэффициент усиления по напряжению каскодной схемы (с учётом включения детектора через трансформаторную связь, рис. 19) К_{1, 2} , причем Тогда

На резонансной частоте Z = R, и при правильном согласовании нагрузки [см. (11)] = n²  R _н = R . Тогда окончательное выражение для величины К _{1, 2} имеет вид

К_{1, 2} ^{- 1}