2.2. Направленные ответвители интерференционного типа

Связь между линиями передачи в таких ответвителях осу­ществляется в нескольких точках, разнесенных вдоль линии передачи на расстояние, равное четверти длины волны в линии.

Интерференционные ответвители, как правило, являются сона-правленными. Ответвитель, показанный на рис.2.1, является приме­ром ответвителя интерференционного типа.Рассмотрим другие примеры ответвителей этого типа.

Двухшлейфный направленный ответвитель

Двухшлейфный направленный ответвитель является соедине­нием четырех четвертьволновых отрезков линий передачи. Его прин­ципиальная схема показана на рис.2.4, а. Топология ответвителя на

полосковых линиях показана на рис.2.4, б. Устройство имеет две плоскости симметрии и , а значит, описывается матрицей рассеяния (2.1), ко­эффициенты которой удовлетво­ряют условиям (2.3). Значения

в общем случае различны. Обычно ,

т.е. проводники, соединяющие входы 1 и 5 , 2 и 4 , шире,чем под­водящие, а .

Рассмотрим работу устройства при возбуждении со стороны вхо­да 1 .

1. При правильном выборе направленный ответвитель согласован по входу 1 , т.е. .

2. Во вход 2 может прийти две волны, проходяще разными пу­ тями. Длина первого пути , длина второго пути ,

следовательно, волны приходят к выходу 2 с раз­ностью хода , т.е. в противофазе(рис«2.5,а). При соответствующем выборе амплитуды этих волн равны, значит, волны уничтожаются,сле­довательно,

3. На входе 2 сигнала нет, следовательно, сигнал на вход 4 проходит только через второй шлейф (рис.2.5, б ),следовательно, .

Так как длина пути от входа 1 до выхода 4

равна ,сигнал на выход 4 попадает с

запаздыванием на половину периода,т.е.

4. Расстояние от входа 1 до входа 3 равно , следова­тельно, на вход 3 сигнал приходит с запаздыванием на четверть пе­риода, т.е.

Используя записанные выражения и (2.1), легко записать матри­цу рассеяния ответвителя на расчетной частоте:

Рассмотрим примеры:

I. Если , пере-

ходное ослабление равно 3 дБ. При подаче сигнала на вход 1 его мощ­ность делится пополам между входами 3 и 4 . Во вход 4 ответвля­ется половина мощности:

Следовательно, устройство является мостом (мост квадратур­ный).Так как выходные сигналы сдвинуты по фазе на , матрица рассеяния имеет вид

2. Если , то в плечо 4 ответвляется

1/3 мощности, т.е. , а переходное ослабление равно 4,8дБ»

В [9] показано, что при проектировании согласованных ответ-вителей с заданным соотношением мощностей в выходных каналах m = , необходимо определять волновые сопротивления отрезков линий ответвителя по формулам:

Обычно m < 3 , так как при m > 3 получается большой пере­пад волновых сопротивлений, который трудно реализовать из-за тех­нологической сложности изготовления очень узких проводников (ли­ний с высоким волновым сопротивлением) и неодинакового затухания в отрезках линий с разной шириной полосковых проводников, что при­водит к неравномерности деления и ухудшению согласования и раз­вязки.

Конструктивные особенности шлейфных НО. Для повышения степе­ни интеграции отрезки линий шлейфных ответвителей длинноволнового диапазона выполняют в виде меандров (рис.2.6). У ответвителей ко­ротковолновой части сантиметрового диапазона необходимость в"сжа­тии" шлеййного ответвителя отпадает» Однако более остро проявляет­ся необходимость компенсации неоднородностей в местах соединения шлейфов с линией передачи. В диапазоне сантиметровых волн часто применяется конструкция двухшлейфного ответвителя в виде окружно-

сти длиной с симметричными отводами, отстоящими друг от друга на расстоянии (рис.2.7).

Гибридное кольцо

Еще одним примером ответвителя интерференционного типа является гибридное кольцо. Топология гибридного кольца с равным делением мощности дана на рис.2.8. Длины отрезков линий кольца,за­ключенных между смежными выводами 3-1 , 1-2 ,2-4 равны , а длина отрезка между выводами 3-4 равна ( - длина вол­ны в соответствующем отрезке линии передачи кольца).Волновое со­противление линии кольца в раз больше волнового сопротивления входных линий . Сигнал, подаваемый на вход 1 кольца (рис.2.8), разделяется, и волны напряжений проходят по двум путям вдоль коль­ца. Так как отрезки кольца имеют определенную длину, эти волны оказываются синфазными в плечах 2 и 3 . Действительно, в плечо 2 кольца приходят две волны напряжения: одна - по отрезку кольца АГ длиной со сдвигом по фазе на , а вторая - по отрез­ку АБВГ дайной с таким же сдвигом по фазе (с точностью

до периода).

Волны напряжений, распространяющиеся от плеча 1 по двум пу­тям кольца, в плече 4 оказываются в противофазе (узел напряже­ния). Таким образом, в гибридном кольце сигнал поступает в смеж­ные (относительно входного) плечи и не проходит в противоположное (несмежное) плечо.

Волновые проводимости отрезков линий кольца (рис.2.9) мо­гут быть попарно различны. Условие идеального согласования кольце­вого НО на расчетной частоте имеет вид [9]:

где y_1, y₂,y₀ - ненормированные волновые проводимости частей кольца и подводящих отрезков линий. После нормировки по y₀ из (2.8) получаем

Матрица рассеяния кольцевого ответвителя имеет вид:

В общем случае кольцевая схема, обеспечивающая произвольное деление мощности, характеризуется коэффициентом деления

Решив совместно уравнение (2.11) и уравнение (2.9), получим соот­ ношения

необходимые для определения волновых проводимостеи отрезков коль­ца. Далее легко найти конструктивные размеры кольцевого НО при заданном коэффициенте деления мощности.

В наиболее распространенном гибридном кольце с равным делени­ем мощности в выходных плечах волно­вые проводимости всех отрезков линий кольца одинаковы:

Частотные характеристики коэффициентов передачи, KСB и раз­вязки гибридного кольца приведены на рис.2.10. Гибридное кольцо обычно является более широкополосным, чем двухшлейфный ответ­витель.

В диапазоне дециметровых волн одно или несколько плеч ответ­вителя изгибаются в виде меандра (рис.2,II).Такое свернутое коль­цо имеет габариты в 3-4 раза меньше, чем аналогичный ответвитель, выполненный в виде окружности.

Для расширения рабочей полосы частот гибридного кольца отре­зок длиной заменяют соединением отрезка длиной и уст­ройства, осуществляющего частотнонезависимый фазовый сдвиг на 180°, или их эквивалентом.Такие направленные ответвители называ­ют гибридными кольцами с "опрокидыванием" фазы. Примером является кольцо, выполненное на двухпроводных линиях (рис.2.12).В нем час-тотнонезависимый фазовый сдвиг на 180° осуществлен перехлестом линий. Кольцо имеет идеальную развязку и равное деление мощности на любой частоте колебаний. От частоты зависит лишь согласование входов кольца, причем хорошее качество согласования обеспечивает­ся в более чем двухкратном диапазоне частот.

Известны конструкции мостов, выполненные на несимметричной полосковой линии и включающие отрезок двухпроводной линии с "опро­кидыванием" фазы, В устройстве рис.2.13 вместо плеча длиной

использован мост на связанных линиях,два вы­хода которого короткозамкнутьц Такой мост обеспечивает задержку по фазе на (см. п.3.3). Перехлест линий может быть вы­полнен и непосредственно у входа 4 (рис.2.14). Более того, сдвиг по фазе на 180°может быть реализован использованием в плече 4 последо­вательного тройника, как в конструкции рис.2.15, а. Входы 1,2,3 выполнены на микрополосковой линии. Вход 4 - на симметричной щелевой линии. Кольцо - на несимметричной щелевой линии. Пле­чо 4 вместе с линией кольца образуют последовательный тройник. Поэтому устройство рис.2.15,а

обладает свойствами гибридного кольца с опрокидыванием фазы. Вид на подложку этого устройства снизу показан на рис.2.15, б.

2.3. Направленные ответвители с сосредоточенной электромагнитной связью

Принцип действия направленных ответвителей с отверстием малого диаметра

В рассматриваемых устройствах связь между двумя линиями передачи (прямоугольными, круглыми, коаксиальными волноводами,по-Лесковыми линиями) осуществляется через одиночное отверстие связи с малым диаметром в общей стенке соприкасающихся линий передачи. Эти устройства имеют две плоскости симметрии, их свой­ства описываются матрицами рассеяния вида (2.1). Связь через от­верстие малых размеров может осуществляться как по магнитному по­лю, так и по электрическому полю.

Рассмотрим ответвление плоской волны, распространяющейся в области Т над плоским экраном с отверстием. Касательная составля­ющая магнитного поля волны возбуждает в области II противофазные волны, расходящиеся от отверстия. Упрощенная картина поля вблизи отверстия показана на рис.2.16, а. Обозначения: - вектор Пойн-тинга волны в области Т ; - векторы Пойнтинга волн в облас­ти II , возбуждаемых через отверстие в направлениях, совпадающем и противоположном с направлением волны в области I . Нормальная со­ставляющая электрического поля Е_и возбуждает в области II син­фазные волны, расходящиеся от отверстия. Картина поля показана на рис.2.16,б . - векторы Пойнтинга волн в области II, возбуж­даемых через отверстие электрическим полем.

Реально связь осуществляется и по электрическому, и по маг-нитноьф- полю. При этом волны, возбуждаемые в направлении,совпада­ющем с направлением распространения волны в области I , складыва­ются противофазно и взаимно компенсируются:

Волны, распространяющиеся в противоположном направлении,скла­дываются синфазно:

Следовательно, через малое отверстие осуществляется противо­направленное ответвление.

В линиях передачи, связанных через малое отверстие в общей стенке, направленное ответвление возможно при выполнении следую­щих условий:

1. Поле линии, передачи в области связи имеет только попереч­ные составляющие и (только продольные токи).

2. Амплитуды волн, возбуадаемых через отверстие электрическим и магнитным полями, должны быть одинаковы (сбалансированная связь).

Как показывает теоретический анализ, через круглое отверстие малых размеров связь по магнитному полю в два раза сильнее,чем по электрическому, поэтому в ответвителях такого типа для обеспече­ния хорошей развязки и направленности связь по магнитному полю приходится искусственно ослаблять.

Рассмотренное свойство связи через отверстие малого диаметра называется эффектом Бете, а ответвители, основанные на этом прин­ципе, называются ответвителями Бете, или ответвителями с сосредо­точенной электромагнитной связью.

Ответвители Бете на коаксиальных и полосковых линиях передачи

Область связи ответвителя на коаксиальных линиях пока­зана на рис.2.17. Основной тип волны в этих линиях имеет строго поперечную структуру поля, необходимую для реализации направлен­ных свойств связи. Ослабление связи по магнитному полю обеспечи­вается путем взаимного разворота линий передачи вокруг оси отвер­стия связи на угол . При этом величина связи по магнитному по­лю будет изменяться пропорционально , а связь по электриче­скому полю меняться не будет вследствие осевой симметрии струк­туры электрического поля в отверстии (рис.2.16, б).Из этого следу­ет, что для ослабления связи по магнитному полю в два раза угол должен быть равен 60°. Поскольку структура поля волны типа Т не зависит от частоты, а размеры отверстия связи малы , то по всем параметрам ответвитель Бете является очень широкополосным устройством. Переходное ослабление ответвителя на коаксиальных ли­ниях при выполнении условия максимальной направленности определя­ется из выражения

где и - диаметры проводников коаксиальной линии;  - толщи­на общей стенки.

Малые отверстия связи не позволяют получить переходное ослаб­ление менее 45..»60 дБ. Увеличение же отверстия связи сильно ис­кажает структуру поля в линии в области

связи, что приводит к ухудшению направленности ответвителя. Конечная толщина стенок  в области связи также приводит к изменениям параметров связи по элек­трическому и магнитному полям, так как перенос энергии поля через отверстие в стенке конечной толщины  происходит как через короткий отрезок круглого запредельного волновода. При этом связь по электрическому полю происходит через отрезок волновода с осесимметричной волной типа , а связь по магнитному полю -через отрезок волновода с волной . В результате коэффициент затухания в запредельном волноводе для волны боль­ше, чем для волны . Поэтому связь по электрическому полю за счет конечной толщины стенок б уменьшается сильнее, чем по маг­нитному полю. Это приводит к тому, что на практике угол связи ли­ний передачи , обеспечивающий максимальную направленность от­ветвителя, получается несколько больше - Аналогич­ным образом можно реализовать такой ответвитель на несимметричной и симметричной полосковых линиях, имеющих отверстие связи в общей заземленной пластине (рис.2.18). Для полосковых линий можно по­строить направленный ответвитель без отверстия связи, используя

непосредственное взаимодействие по электрическому и магнитному по­лю двух пересекающихся под углом центральных проводников, размещенных между общими заземленными пластинами(рис.2.19)»В точ­ке пересечения проводники проходят друг над другом с зазором связи S (рис.2.19). В силу того, что поля волны Т в полосковой ли­нии сильно локализованы вокруг ее центрального проводника,в точке пересечения центральных проводников образуется сосредоточенная связь по электрическому и магнитному полю. По своим свойствам эта связь близка к связи через отверстие» Угол в таких ответвителях имеет примерно то же значение, что и в случае связи через отвер­стие, а связь при малом зазоре между проводаиками может быть сде­лана существенно больше. Переходное ослабление в таких ответвите­лях может быть обеспечено до 10 дБ при направленности 20...25 дБ.

2.4. Волноводные направленные ответвитеди с кресто­образной щелью

Внутри волновода имеются области, в которых магнитное поле имеет круговую поляризацию. Для волны типа Н₁₀ в прямоуголь­ном волноводе такой областью является сечение, параллельное узкой стенке и расположенное на расстоянии около четверти поперечного размера широкой стенки от оси волновода. Направление вращения век­тора поля зависит от направления распространения волны и противо­положно в сечениях, расположенных с разных сторон от оси.Источник поля круговой поляризации, расположенный в области круговой поля­ризации, возбуждает волну, распространяющуюся в одном направлении

(подробнее об этом см. в п.5.1.2 [I]).

Эти свойства используются в ответви-теле с крестообразной щелью (рис. 2.20). В нем два прямоугольных волновода соеди­нены широкими стенками и связаны через отверстие в виде двух одинаковых перпен­дикулярных щелей. Отверстие расположено в областях круговой поляризации магнитно­го поля волн типа обоих волноводов. Волна, бегущая в волноводе I , возбуждает щель полем круговой поляризации. Перпен­дикулярные щели возбуждаются со сдвигом фаз 90° и возбуждают волновод полем круговой поляризации.

Волнводы в таком ответвителе могут располагаться под любым утлом  . Изменение  приводит к изменению фазы выходного сигна­ла. Обычно угол  выбирают равным 90°. При этом фазы коэффициен­тов передачи S₃₁ и S₄₁ отличаются на /2 . Переходное ослабле­ние зависит от длины и ширины щелей. Теоретически оно может изменяться от 0 до 50 дБ. Для ответвителей с сильной связью (длина щелей близка к ) переходное ослабление определяется по формуле

Таким образом происходит направленное ответ­вление волны в волновод II .

где . Выражение справедливо при

и при смещении центра щели от оси волновода на . Направлен­ность таких ответвителей обычно составляет 10...20 дБ.

2.5. Мосты в виде комбинации параллельного и последовательного тройников

Широко распространенным примером является двойной волноводный тройник (рис.2.21). В некоторых книгах его называют двой­ным Т -мостом или магическим Т , в котором объединены Е-тройник и Н -тройник (см. п.3.3.3 в [I]) на прямоугольных волноводах.В вол­новодах могут распространяться только волны . Сигнал, поданный

на вход 1 (вход Н ), как и в Н -тройнике, син-фазно и поровну делится между входами 3 и 4 и не поступает на вход 2 вследствие симметрично­го его расположения (см. рис.2,21). Сигнал, по­данный на вход 2 (вход Е ) делится, как в Е-трой­нике, между входами 3 и 4 поровну и противо-фазно. В волновод 1 он не проходит,так как может возбудить только нераспространяющуюся волну (рис, 2.21). Сигнал, поданный на вход 3, на вход 4 не проходит, а делится меж­ду входами 1 и 2 .

Для согласования простого двойного Т -моста,вы­полненного из одинаковых волноводов, применяют согласующие транс­форматоры, а также комбинацию штыря (для согласования Н -входа) и индуктивной диаграммы (для согласования Е -входа), которые показа­ны на рис.2.21. Матрица рассеяния согласованного моста имеет вид

Соединения, подобные двойному Т -мосту, реализуются и путем комбинации различных линий передачи [5].

Рассмотрим некоторые примеры. В устройстве рис.2.22 объедине­ны параллельный микрополосковый тройник и последовательный трой­ник в виде соединения микрополосковой и симметричной щелевой ли­ний. В устройстве рис.2.23 последовательный тройник на симметричной щелевой линии объединен с параллельным тройником в виде щеле­вой линии, возбуждаемой микрополосковой линией. В устройстве

рис. 2.24 вход 1 - копланарная линия, вход 2 - симметричная щеле­вая линия, входы 3 и 4 - несимметричная щелевая линия. Все эти устройства имеют матрицу рассеяния (2.16).