Подставляя (3.37)…(3.39) в (3.36), находим соотношение между напряжениями помехи в усилителе

_ПОС =_П /(1 + ). (3.40)

При последовательной ООС по напряжению согласно (3.40) напряжения помех, вносимые самим усилителем, уменьшаются (в сквозную глубину ОС) в

F^*= (1 +К^*)

раз, во столько же раз во сколько уменьшается сквозной коэффициент усиления по на­пряжению К^* независимо от значенияF.

При последовательной положительной ОС по напряжению формула дляимеет вид: = .

Видно, что положительная ОС увеличивает напряжение помех на выходе усилителя при 0 < К^* < 1, причем помехи постоянно растут до наступления самовозбуждения усилителя. Это негативное явле­ние проявляется при любом виде положительной ОС.

Аналогичным образом можно показать, что при любых видах ООСнапряжение помех на выходе усилителя будет определяться выражением: =.Например, при параллельной ООС по току = .

Подчеркнем, что ООС снижает уровень помех только в той части усилителя, которая охвачена соответст­вующей петлей ОС.

Уменьшение помех на вы­ходе усилителя за счет ООС дает ряд преимуществ: умень­шение напряжения пульсации позволяет использовать про­стой и экономичный вторичный источник питания (ВИП) и простые фильтры для сглаживания пульсации в усилителе; уменьшение наводок дает возможность упростить экранировку и конструкцию усилителя; уменьшение шумов позволяет избежать неприятного «шипения» усилителя в паузах речи.

5.5.5 Нелинейные искажения

Отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент гармоник k_Г.При ООС напряжение второй, к примеру, гармоники

U_2OC = U₂ / F^*.

Коэффициенты гармоник с ОС k_Г2OCи без ОСk_Г2 определяются форму­ламиk_Г2OC = U_2OC /U_1OC иk_Г2 = U₂ /U₁.

Сравнивать k_Г2OC иk_Г2 следует в равных условиях, когда уменьшениеU_1OC из-за ООС компенсируется соответствующим увеличением ЭДС источ­ника сигнала, т. е. следует полагать U_1OC = U₁.При этомU_2OC не увеличивается, так как напряжения с такой частотой нет в соста­ве спектра ЭДС источника сигнала, а лишь сохраняет свою вели­чину такой же, как и до увеличенияU_1OC.Тогда из приведенных выше формул следует

k_Г2OC = k_Г2 U_2OC /U₂ =k_Г2 /F^*. (3.41)

В силу принципа суперпозиции полученное соотноше­ние справедливо для любой высшей гармоники k_ГOC =k_Г /F^*. (3.42)

Из формул (3.41) и (3.42) следует, что ООС уменьшает k_Г именно вF* (сквозная глубина ОС) раз, а не вFраз. Это соотноше­ние справедливо для любого вида ООС.

5.5.6 Частотные и переходные искажения

Обратные связи, изменяя коэффициент усиления по напряже­нию К*,оказывают влияние и на линейные искажения в усилите­ле. Различают влияние на линейные искажения частотно-незави­симой ООС, когдаconst, и частотно-зависимой ООС, когда

  var.

Рассмотрим вначале влияние на линейные искажения в уси­лителе в области ВЧ частотно-независимой ООС. Коэффициент усиления в области ВЧ может быть представлен вы­ражением

= / (1+j_HF ) . (З.43)

где _HF —постоянная времени усилительного каскада в области ВЧ. Коэффи­циент усиления по напряжению, к примеру, усилителя с последо­вательной ООС по напряжению определяется выражением (3.5) =/ (1+).

Подставив в (3.5) = из (3.43), получим

= / (1+j_HF )[1+/ (1+j_HF)] (3.44)

или =_OC / (1+j_HFOC), (3.46)

где _OC=/F^*_CP; _HFOC=_HF /F^*_CP; (3.45)

F^*_CP= 1+ – сквозная глубина ООС на средних частотах.

y_OC = /_OC = 1 / (1+j_HFOC). (3.47)

Из (3.45)…(3.47) следует, что частотно-независимая ООС уменьшает постоянную времени каскада в F^*_CPраз, уменьшая тем самым и линейные искажения в усилителе.

Найдем связь коэффициента частотных искажений в усилите­ле с частотно-независимой ООС (М_ОС) скоэффициентом частот­ных искажений без ОС (М).Согласно (3.47)М_вч=М_HF=. (3.48)

Аналогично из (3.47) имеем М_вчOC = . (3.49)

Отсюда получаем _ОС  1 = (  1)/(F^*)² . (3.50)

Переходные искажения в первую очередь опреде­ляются временем установления фронта импульса t = 2,2_HF , поэтому с учетом (3.45) имеем

t_yOC = t_y/ F^*_CP. (3.51)

Используя (3.47), можно показать, что tg_OC= (tg)/F^*. (3.52)

Из (3.51) и (3.52) следует, что частот­но-независимая последовательная ООС уменьшает и фазовые искажения, и переходные искажения в усилителе. Это положение, как и выражение (3.50), справедливо для любого вида ООС.

Введем понятие площади усиления каска­да П^*= К^*_ср_СВ и обозначения для площади усиления каска­да без ОС и с ОС:

К^*_ср_срВЧ ; П^*_ОС = К^*_срОС _срВЧОС ,

где _срВЧ— частота, на которой коэффициент частотных искаженийМ_вчилиМ_вчOC=. Отсюда из (3.48) и (3.49) получаем

 _срВЧ =1/_HF ;_срВЧОС=1/_HFOC

Несложно показать, что П^*= П^*_ОС– частотно-независимая ООС не меняет площади усиления каскада.

При частотно-зависимой ООС коэффициент передачи цепи ОС зависит от частоты сигнала. Частотно-зависимая ООС изменяет АЧХ усилителя по закону, обратному закону изменения с часто­той коэффициента передачи цепи ОС(f).Например, пусть коэф­фициент усиления по напряжению усилителя без ОС в рабочем диапазоне частот не зависит от частоты, а зависимость коэффи­циента передачи цепи ОС(f), показанная на рис.7.3, имеет про­вал. ТогдаК_осбудет иметь подъем на соответствующих частотах. Частотно-зависимую ООС широко используют для формирования АЧХ заданной формы.

Рис.7.3 – Частотные характеристики