Основы радиосхемотехники / Учебник по САЭУ(2005) / САЭУ кн.2 / Гл.5-2

18

I_Э

Н

Рис5.4

еобходимо иметь сопротивление R_K существенно больше внутреннего дифференциального сопротивления транзистора равного 1/g₂₂. Поскольку применение в интегральных усилителях пассивных элементов вызывает затруднения, то вместо пассивных сопротивлений нагрузки ДК можно использовать дифференциальную проводимость транзисторов, так как это изображено на рис.5.4. Из рисунка видно, что вместо сопротивления

Рис.5.4

R_Э в эмиттерах транзисторов VT3, VT4 используется ГСТ в виде правого плеча ТЗ, т.е. здесь подразумевается такая же схема эмиттерной цепи транзисторов VT3, VT4, как и в схеме рис.5.3.а. При этом I₀=I_Э(VT3)+I_Э(VT4).

Т

Рис.5.4

Рис.5.4

Рис.5.4

Рис.5.4

ранзисторы VT1, VT2 включены в схему токового зеркала и имеют проводимость обратную проводимости транзисторов VT3,VT4. Интересно отметить, что в схеме дифференциального каскада рис. 5.4 имеется только два резистора, входящие в схему токового зеркала.

Для дифференциального сигнала:

схема ДК рис.5.4 согласно материалам раздела 4.4 имеет виртуальное замыкание между эмиттерами , биполярных транзисторов VT3,VT4, шинами напряжения питания Е_П и общим проводом, поэтому она может быть изображена так, как показано на рис.5.5. Рассмотрим усиление дифференциального сигнала левым и правым плечом ДК в области нижних и средних частот, т.е. найдем отношение напряжений :

Рис.5.5

U_Д(VT3)/U_Д, U_Д(VT4)/U_Д,

заметив, что напряжения возбуждения левого и правого плеча каскада противоположны, как и должно быть при исследовании усиления дифференциальных сигналов ДК. Для упрощения п

Рис.5.5

оложим, что все транзисторы схемы рис.5.5 одинаковые. Из рисунка видно, что нагрузкой транзистора VT3 является транзистор VT1 в диодном включении т.е. его входная и выходная цепи, а также входная цепь транзистора VT2.

Рис.5.5

Реакцией выходной цепи на входную цепь пренебрегаем, поскольку дифференциальный параметр транзисторов g₁₂ в области средних и низких частот очень мал и его обычно не учитывают. Таким образом, при исследовании левого плеча ДК при возбуждении его дифференциальным сигналом U_Д можно пренебречь влиянием на него правого плеча с транзисторами VT2,VT4. При этом выходная цепь транзистора VT2 является активной нагрузкой транзистора VT4, который в свою очередь управляется дифференциальным сигналом противоположной полярности. При таких предположениях, даже не приводя детального исследования, можно заметить, что коэффициент усиления U_Д(VT3)/U_Д близок к единице. В самом деле, при возбуждении транзистора VT3 напряжением U_Д приращение тока коллектора этого транзистора приближенно равно приращению коллекторного тока транзистора VT1. Это означает, что приращение напряжения на переходе эмиттер- база или эмиттер –коллектор транзистора VT1 равно U_Д. Приближенное рассуждение уточним, введя в рассмотрение выходные дифференциальные проводимости транзисторов VT1,VT3, а также входные проводимости g₁₁ транзисторов VT1,VT2 и учтем активный характер выходной цепи транзистора VT1. Поэтому эквивалентная схема левого плеча ДК рис.5.5 выглядит так, как изображено на рис. 5.6. Для пояснения в рисунке штриховыми линиями выделены эквивалентные схемы транзисторов, участвующих в работе левого плеча, причем из рис.5.6 следует, что транзистор VT1 находится в диодном включении. Из эквивалентной схемы рис.5.6 получаем следующую связь между напряжением на выходе U_Д(VT3) и напряжением U_Д.

Поскольку всегда g₂₂<<g₁₁, то, пренебрегая g₂₂ в последнем выражении, получим:

Следовательно, напряжение на коллекторе левого плеча ДК несколько меньше напряжения возбуждения U_Д. Поскольку всегда h₂₁>>2, то 1-2/h₂₁ ~1,тогда U_Д(VT3)~U_Д- т.е. левое плечо не усиливает дифференциальный сигнал U_Д, полярности или фазы этих сигналов в области нижних и средних частот противоположные.

Рассмотрим усиление правого плеча схемы рис.5.5, учитывая, что транзистор VT4 возбуждается напряжением-U_Д, а транзистор VT2- напряжением U_Д(VT3)~+U_Д. Эквивалентная схема для правого плеча рис.5.5 изображена на рис.5.7. На этом рисунке штриховыми линиями обведены выходные цепи транзисторов

VT2,VT4. На рис.5.7 приведено также дополнительно сопротивление нагрузки Z_H ( на рис.5.4 это сопротивление отсутствует) Поскольку возбуждение транзисторов схемы рис.5.7 синфазное, то выходной сигнал при Z_H=∞ связан со входным следующим соотношением:

U_Д(VT4)=[2S₀/2g₂₂] U_Д=[S₀/g₂₂]U_Д=μU_Д.

Таким образом, при холостом ходе правое плечо схемы ДК обеспечивает максимальное усиление дифференциального сигнала:

,

п

оскольку коэффициент μ является коэффициентом усиления напряжения резисторного и дифференциального каскада при таких условиях. Обобщая исследование на весь частотный диапазон, т.е. учитывая комплексные Y-параметры транзисторов и полагая, что нагрузка Z_H транзистора VT4 резистивно-емкостная, получим выражение комплексного коэффициента передачи напряжения в виде аналогичном коэффициенту передачи резисторного каскада:

-коэффициент усиления каскада в области средних и нижних частот, τ_В-постоянная выходной цепи в области верхних частот. В случае малой величины нагрузки |Z_Н|<<1/2(g₂₂+g_K) проводимость передачи дифференциального сигнала правого плеча ДК оказывается максимальной и равной 2S₀. Схема ДК с токовым зеркалом, выполняющим функции генератора стабильного тока и активной нагрузки, часто используется в ЛИУ.

5.3 Составные транзисторы, схемы сдвига уровня,

выходные каскады ЛИУ

5.3.1. Составные транзисторы

Линейные интегральные усилители, используемые в качестве операционных усилителей , должны иметь высокое входное и малое выходное сопротивления, сравнительно широкую полосу пропускания, а также большой коэффициент усиления при малом числе ступеней ДК. Последнее обстоятельство вызвано возможностью возбуждения ЛИУ при большом числе каскадов. С этой целью в дифференциальных каскадах используют полевые транзисторы, обеспечивающие повышенное входное сопротивление, которые, однако, имеют небольшую крутизну и не позволяют получить большой коэффициент усиления. Применение биполярных супербета транзисторов, в которых дифференциальный параметр h_21Э=β~1000-5000, дает возможность получить К₀ , близкое к 0,8β. Для обеспечения высокого входного сопротивления каскада с биполярными транзисторами приходится использовать стационарный режим микротоков в выходной цепи усилительных элементов, что снижает величину β и К₀. В этом случае целесообразно применять составные транзисторы, включение которых по схеме с общим коллектором приведено на рис.5.8.

Рис.5.8

Анализ показывает, что статический и дифференциальный коэффициент передачи тока h₂₁(составн) транзистора с общим эмиттером:

при коэффициентах передачи тока h₂₁(1)_Э, h₂₁(2)_Э транзисторов VT1, VT2 будет:

Входное дифференциальное сопротивление составного транзистора между базой первого и эмиттером второго транзистора приближенно записывается в виде:

где r_Б(1), r_Б(2)- объемные сопротивления базы , r_Э(1), r_Э(2) дифференциальные сопротивления открытых переходов эмиттер-база транзисторов VT1 и VT2. Верхняя граничная частота составного транзистора оказывается немного ниже наиболее низкочастотного из входящих в него. За граничной частотой усиление падает быстрее, чем в каждом из используемых транзисторов.

Поскольку ток базы второго транзистора является эмиттерным током первого, то транзистор VT1 работает при малом токе эмиттера и еще меньшем – в h₂₁(1)-токе базы I_Б(1), что приводит к малым величинам его дифференциального параметра h₂₁. Чтобы первый транзистор мог работать при более высоком токе базы между базой второго транзистора и его эмиттером часто включают генератор стабильного тока в виде токового зеркала, который имеет малое сопротивление постоянному току и очень большое для переменного. В этом случае большая часть постоянного тока эмиттера первого транзистора является током ГСТ и почти весь переменный ток эмиттера транзистора VT1 течет в базу второго усилительного элемента. Составные транзисторы часто применяют в качестве усилительных элементов в первых дифференциальных каскадах ЛИУ.

5.3.2. Схемы сдвига уровня

U_ВЫХ

Линейные интегральные усилители обычно выполняются с непосредственными (без разделительных конденсаторов) связями между каскадами, что позволяет получить нижнюю граничную частоту таких устройств равную нулю. Поэтому сигнал одного каскада поступает на вход следующего вместе с постоянной составляющей стационарного режима ступени, что может вызывать