5.4.2. Объединение квадратурных каналов по модулю.

Метод накопления в квадратурных каналах проще, чем прием с помощью радиочастотного накопителя в тракте ПЧ, но серьезным недостатком его является необходимость возведения сигналов y₁ и у₂ после накопителя в квадрат. Заметим, что операция извлечения корня вообще не обязательна, так как выходной сигнал z²=y²₁+y₂² можно сравнивать с порогом z₀².

Вместе с тем возможно дальнейшее упрощение. На основании того, что при у₁ > у₂

,

можно воспользоваться этим приближением, выбирая большее из |y₁|+0,5|y₂| и |y₂| + 0,5|y₁|.

Такая операция осуществляется простым логическим устройством, а деление на 2 особенно просто при цифровой реализации, так как выполняется сдвигом числа. Потери в пороговом сигнале по сравнению с операцией равны лишь 0,2 дБ. Еще проще использование суммы |y₁|+|y₂| или даже большего из двух модулей. При этом потери не превышают 0,75 дБ при D = 0,9 и F = 10^-9.

Операция взятия модуля легко выполняется в аналоговых устройствах с помощью двухтактного детектора, а в цифровых устройствах путем простого отбрасывания знака.

5.4.3. Корреляционно-фильтровая обработка.

Так как когерентная пачка из радиоимпульсов может быть представлена в виде произведения радиоимпульса длительностью NТ_п, который обозначим s₁(t), и периодической последовательности видеоимпульсов длительностью _u с периодом Т_п, которую назовем стробирующей s_стр(t), то сигнал s(t)=s₁(t) s_стр(t) откуда интеграл взаимной корреляции:

.

Таким образом, следует произвести умножение принимаемого сигнала х (t) на стробирующую функцию s_стр (t) и далее фильтрацию (интегрирование) с помощью СФ для одиночного радиоимпульса s₁ (t) длительностью NТ_n (рис. 5.14, а). В схеме рис. 5.14, б сигнал с помощью генератора серии сдвинутых друг относительно друга стробирующих импульсов (ГСИ) стробируется одним из селекторов дальности (СД), пропускающим лишь те его части, которые совпадают с импульсами сигнала, т. е. вне стробирования остаются шумы и помехи.

Рис. 5.14. Структурная схема системы корреляционно-фильтровой обработки: а – при известном времени запаздывания, б - при неизвестном времени запаздывания

В качестве СФ для радиоимпульса s₁(t) целесообразно использовать квазиоптимальный полосовой фильтр (резонансный контур), настроенный на несущую частоту радиоимпульсов (практически это соответствует промежуточной частоте приемника) с полосой пропускания f_опт - 0,4/NТ_П. Заметим, что в данном случае частота F_д известна. В противном случае требуется многоканальность по частоте. Поступающие на фильтр радиоимпульсы длительностью _u растягиваются до величины примерно NТ_n накладываются один на другой и когерентно суммируются (рис. 5.15), что и определяет такую же эффективность накопления на фоне шумов, как в схемах рис. 5,13, б, в. После СФ может быть включен амплитудный детектор и пороговое устройство, как в схеме рис. 5.13, в.

Рис. 5.15. Временные диаграммы сигналов при корреляционно-фильтровой обработке: х(t) - входной сигнал; s_отр(t) - cтробирующиe импульсы для одного канала дальности; y(t) - выходной сигнал

Данная система обработки не требует применения весьма сложных устройств, как на рис. 5.9, б, использующих многоотводную линию задержки на время NТ_n. Однако без потерь обрабатываются лишь те импульсы, которые совпадают со стробирующими, т. е. отсутствует инвариантность системы к времени прихода, свойственная СФ, у которых нет элементов с переменными параметрами. Поэтому для обработки реальных сигналов с неизвестным временем прихода надо использовать многоканальную систему, изображенную на рис. 5.14, б.