4.3.2. Полевой транзистор в усилительном режиме

Как известно, полевой транзистор (ПТ) с p-n переходом эксплуатируется для сохранения высокого входного сопротивления при закрытом переходе, образованном между его затвором и каналом. Поэтому ПТ с каналом n-типа имеют область разрешенной работы на сток – затворной характеристике во втором квадранте декартовой плоскости, т.е. при отрицательных значениях U_ЗИ.

Для аналогичных ПТ, но с каналом p-типа, закрытие перехода будет осуществляться при управляющих напряжениях U_ЗИ противоположной полярности (смотрите характеристики).

Полевые транзисторы с изолированным затвором и встроенным каналом сохраняют высокий входной импеданс при любой полярности управляющего напряжения между затвором и истоком. Для ПТ с каналом n-типа режим обеднения организуется при отрицательных значениях U_ЗИ, а обогащения – при положительных.

Для аналогичных ПТ, но с каналом p-типа режим обеднения организуется при положительных значениях U_ЗИ, а обогащения – при отрицательных.

Полевые транзисторы с изолированным затвором и индуцированным каналом работают только в режиме обогащения. Для N-канальных транзисторов это происходит при .

Для ПТ с изолированным затвором и индуцированным каналом P-типа режим обогащения имеет место при отрицательных напряжениях U_ЗИ, когда .

Простейшие схемы, реализующие разрешенный режим для полевого транзистора с p-n переходом или режим обеднения для ПТ с изолированным затвором и встроенным каналом n-типа, приведена на рисунках.

Обойдем по второму закону Кирхгофа входной контур любой схемы. Получим: . Так как из-за нулевого тока затвора, то . Таким образом, в схеме нужное смещение получается автоматически. Координаты рабочей точки A стабилизируются, так как любое изменение тока ведет к изменению напряжения смещения, которое стремится вернуть ток к прежнему значению.

Часто требуется установка истокового сопротивления большого номинала. При заданном токе истока получаемое напряжение смещения U_ЗИ для выбранного транзистора может не соответствовать принятому значению тока. В этом случае схему, обеспечивающую режим покоя транзистора приходится менять (смотрите рисунок), расчленяя сопротивление R_И. В этом случае смещение образуется только на сопротивлении R_И1.

Чтобы для транзистора с встроенным каналом обеспечить режим обогащения, необходимо затвор n-канального транзистора сделать положительным относительно истока. На схемах это сделано с помощью делителя на R₁ и R₂ или дополнительного источника E_З.

Для схемы с делителем напряжения на резисторах R₁ и показаны нагрузочные прямые, проведенные на сток – затворной и выходной характеристиках транзистора,. Значения напряжений и токов на осях декартовых плоскостях получены на основе уравнений второго закона Кирхгофа. Для нагрузочной прямой на сток – затворной ВАХ первоначально использована теорема об эквивалентном генераторе (повторите выкладки).

Аналогично обеспечивается режим обогащения для полевого транзистора с индуцированным каналом. На рисунках приведены схемы, обеспечивающие режим покоя n-канальных транзисторов, и графические построения на их характеристиках.

Если тривиально дублировать в каскадах схемы, обеспечивающие нужное положение рабочих точек транзисторов, то потенциалы узлов будут нарастать по мере перемещения их к выходу схемы.

Такое положение не желательно, так как даже при сохранении значений выходных токов транзисторов номиналы коллекторных и эмиттерных сопротивлений будут уменьшаться от входного каскада к следующему. К тому же, если необходимо выровнять потенциалы входа и выхода, то показанная схема также не является оптимальной.

Потенциалы входа и выхода можно сделать одинаковыми, сохранив те же напряжения на переходах транзисторов, если использовать разнотипные транзисторы, как это показано на приведенном рисунке.

Соединение каскадов на VT₁ и VT2 произойдет без уравнивающих токов, если потенциалы соединяемых точек (коллектора VT₁и базы VT2) одинаковы.

Если к тому же необходимо потенциалы входа и выхода делать равными 0 относительно общего провода (земли), чтобы реализовать режим несимметричного входа и выхода, то можно придти к необходимости использования двух полярного питания (смотрите измененную схему). Если потенциал базы устанавливается источником сигнала, то R₁ и R₂ не нужны.

Недостатком предложенной схемы, как УПТ, является наличие эмиттерных сопротивлений, которые образуют местные отрицательные обратные связи, а значит и снижение коэффициента усиления по напряжению.

Чтобы этого не происходило, классическим вариантом решения проблемы является построение дифференциального каскада, который очень часто устанавливается на входе операционных усилителей (ОУ). Упрощенная схема такого каскада, которая часто выполнялась в интегральном исполнении с целью получения транзисторов с практически идентичными характеристиками и параметрами, изображена на рисунке.

Реальные схемы, в которых в транзисторах обеспечен усилительный режим покоя и. как правило, выполненные в интегральном исполнении, обычно более сложны. В качестве примера приведены две упрощенные схемы: базовая схема универсального операционного усилителя и схема ОУ КР1409УД1, демонстрирующая совместное использование полевых и биполярных транзисторов. Схемы генераторов стабильного тока (ГСТ – токовые зеркала) не показаны.