Iвых vt1 vt2 iб

а

б

а – схема составного транзистора на элементах одной структуры; б - схема составного транзистора на элементах одной структуры;

Рисунок 4.3 – Схемы составных транзисторов

Составной транзистор может быть реализован и с применением полевого транзистора. На рисунке 4.4 представлена схема составного транзистора с применением полевого и биполярного активных элементов. Данный вариант удобно совмещает достоинства полевого и биполярного транзисторов – большое входное сопротивление и огромный статический коэффициент усиления по току (мощности).

4.4 Усилительный каскад с активной нагрузкой

Коэффициент каскада в схеме с ОЭ может быть определен по выражению:

где R_К – суммарное сопротивление всех элементов включенных в коллекторную цепь транзистора VT1.

В случае подключения нагрузки параллельно активному элементу вышеприведенное выражение изменится:

Iвых vt2

VT1

I_Б

Rсм

Рисунок 4.4 – Составной транзистор на полевом и биполярном транзисторах

В этом случае изменение тока нагрузки при изменении входного сигнала может быть выражено:

Следовательно, подключение R_Н несколько снизит коэффициент передачи каскада. Его повышение возможно, если изменение тока коллектора будет ответвляться только на R_Н , что реально для условия R_K>> R_Н , в идеале R_K должно стремиться к бесконечности для переменной составляющей (усиливаемого сигнала). Но R_K определяет и режим работы по постоянному току. Совместить первое со вторым невозможно, если не найти такой нелинейный элемент взамен R_K, для которого статическое сопротивление много меньше динамического.

Мы рассмотрели каскадный элемент – источник тока. В рабочей точке статическое сопротивление определяется напряжением покоя (для усилительного каскада) и величиной стабильного тока. Динамическое сопротивление резко возрастает (пологая часть характеристики транзистора). При использовании в качестве R_K источника тока позволяет получить максимально возможный коэффициент передачи каскада:

На рисунке 4.5 представлена схема каскада с ОЭ на транзисторе n-p-n типа, где в качестве R_K использован источник тока на биполярном транзисторе с противоположной структурой (p-n-p). Т.к. изменение коллекторного тока под действием внешнего сигнала не изменяет ток через активную нагрузку (ток источника тока постоянен), следовательно, изменяется ток нагрузки. Таким образом, изменение сигнала на входе не затрагивает ток в коллекторной цепи VT2 и в полной мере передается в нагрузку, в качестве которой можно рассматривать последующий усилительный каскад.

Аналогичным образом можно построить усилитель на основе полевого транзистора, где в качестве сопротивления в цепи стока помещен полевой транзистор, включенный по схеме источника тока.

На рисунке 4.6 приводится схема каскада на полевых транзисторах с управляющим p-n- переходом и активной нагрузкой.

На рисунке 4.7 для активной нагрузки и усилительного элемента использован МОП-транзистор со встроенным каналом. В том и другом случае усиление каскада максимально и равно: .

Рисунок 4.5 – Принципиальная схема каскада с активной нагрузкой в коллекторной цепи на биполярных транзисторах

Рисунок 4.6 – Принципиальная схема каскада с активной нагрузкой в коллекторной цепи на полевых транзисторах с управляющим p-n-переходом

Рисунок 4.7 – Принципиальная схема каскада с активной нагрузкой в цепи стока на полевых транзисторах с изолированным затвором.

4.5 Дифференциальный усилительный каскад

Для стабилизации характеристик усилительных каскадов в последнее время, особенно при разработке интегральных микросхем, широкое распространение получили дифференциальные усилители. Особенность его схемотехнических решений позволила повысить стабильность параметров, увеличить при этом коэффициент усиления, подавить синфазные сигналы и температурные воздействия внешней среды.

Синфазными называются сигналы или помехи, воздействующие на разные входы устройства и имеющие одинаковую фазу (одну полярность).

Функционально дифференциальный усилительный каскад представляет собой мостовой усилитель, в состав которого входят два усилительных звена включенных параллельно по схеме с ОЭ.

Типовая схема дифференциального каскада на биполярных транзисторах приведена на рисунке 4.8. Элементы усилителя образуют мостовую схему (см. рисунок 4.9). Плечи моста – сопротивления в коллекторной цепи соответствующих активных элементов - R_К1 , R_К2 и непосредственно сопротивления самих транзисторов (нелинейные элементы) - VT1, VT2. В одну диагональ включают источник питания, в другую – сопротивление нагрузки R_Н, на котором выделяется полезный (усиленный) сигнал U_ВЫХ.

Условие баланса моста (нулевой сигнал в измерительной диагонали) стандартно:

Изменение баланса моста приводит к появлению напряжения в нулевой диагонали. Разбалансировка моста возникает при изменении R_VT1 или R_VT2 , либо и того и другого совместно (сопротивления R_К1 и R_К2 согласно схеме являются неизменными и чаще всего равны друг другу).

Рисунок 4.8 – Принципиальная схема дифференциального усилительного каскада на биполярных транзисторах

Рисунок 4.9 – Схема замещения дифференциального усилительного каскада на биполярных транзисторах

5 УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Как правило, выходные сигналы датчиков различных технологических параметров (температура, давление, расход и т. д.) являются малыми по величине и медленно изменяющимися во времени, причем скорость изменения может быть и нулевой. Для передачи подобных сигналов и дальнейшего преобразования их необходимо усилить. Использовать в качестве усилительных устройств каскады с индуктивными и емкостными связями нерационально, поэтому для усиления постоянных и медленно изменяющихся напряжений применяют усилители с гальваническими связями между отдельными частями, которые называют усилителями постоянного тока.

Усилителем постоянного тока (УПТ) – это усилитель, который способный эффективно усиливать постоянные или медленно изменяющиеся сигналы.

5.1 Последовательные усилительные каскады

Для получения схемы усилителя достаточно удалить из усилительного каскада все реактивные элементы и соединить их последовательно, т. е. коллектор предыдущего каскада с базой последующего. На рисунке 7.1 представлен трехкаскадный усилитель с гальваническими связями.

Рисунок 5.1 – Трех каскадный усилитель постоянного тока

Очевидно, что данная схема по сравнению с исходной будет иметь преимущества (меньше габариты, возможность применения интегральной технологии при изготовлении).

Однако, удаление из конструкции разделительных конденсаторов значительно усложняет проектирование и настройку УПТ. При проектировании гальванически связанных усилительных каскадов возникают две сложные технические задачи. Первая из них – согласование режимов работы усилительных каскадов по постоянному и переменному току, вторая – поиск пути компенсации дрейфа нуля активных элементов.

Для согласования каскадов по постоянному току, на первый взгляд, достаточно чтобы напряжение на эмиттерном резисторе последующего каскада компенсировало бы напряжение покоя транзистора предыдущего каскада, для чего необходимо выполнить соотношение для второго каскада: . Таким образом, нормальная работа усилителя возможна при R_Э1< R_Э2< R_Э3 и т.д.

Решить вопрос последовательной компенсации напряжения покоя транзистора предыдущего каскада, можно, например, используя стабилитрон (см. рисунок 7.2).

Рисунок 5.2 – Схема УПТ со стабилитронным согласованием режима по постоянному току

Нормальная работа предложенной схемы возможна при .

Но, с учетом того, что коэффициент усиления каскада пропорционален:

,

соответственно, начиная с третьего каскада обеспечить К_U>1 достаточно трудно и, следовательно, в состав УПТ их можно включить не более двух.

Обобщая вышесказанное, следует выделить характерные недостатки схем УПТ с последовательными гальваническими связями:

- сложно обеспечить неизменность напряжения рабочей точки транзисторов;

- в отсутствии входного сигнала на выходе УПТ будет присутствовать напряжение, обусловленное режимом покоя транзистора оконечного каскада.

В определенной мере устранить смещение нуля выходного напряжения можно введением дополнительного делителя на входе-выходе (изображен пунктиром, см. рисунок 5.1). Температурные воздействия компенсируют введением отрицательных обратных связей, которые с другой стороны снижают коэффициент передачи УПТ (например, R_Э1, R_Э2, R_Э3, см. рисунок 5.3).

Рисунок 5.3 – Схема УПТ со сдвигом рабочей точки каскадов за счет дополнительного источника с отрицательным напряжением

Однако, предложенные пути решения дополнительного процесса настройки каждого усилителя, что препятствует использованию интегральной технологии в производстве, увеличивают рассеиваемую мощность.

С учетом того, что эквивалентный коэффициент передачи УПТ находится как:

,

где К_i – коэффициент передачи соответствующего каскада, величину дрейфа (смещения) нуля на выходе можно представить в виде выражения:

Не вызывает сомнения, что

.

Следовательно, основной вклад в погрешность работы УПТ вносит первый каскад и его параметры. Доля влияния на погрешность нуля второго и последующих каскадов УПТ на превышает на практике 2÷3%. Поэтому в проектировании стремятся поднять как можно больше коэффициент усиления первого каскада и максимально снизить дрейф его нуля.

Величина дрейфа нуля приведенного ко входу первого каскада (усилителя) используется как одна из важнейших характеристик усилителей постоянного тока. Для качественного усиления сигналов постоянного и квази низкочастотного переменного токов выбирают УПТ с дрейфом нуля много меньше величины амплитуды усиливаемого параметра.

Одним из путей снижения дрейфа выходного напряжения при усилении малых значений амплитуд сигналов постоянного тока является использование метода модуляции-демодуляции, который заключается в том, что амплитуду постоянной составляющей, подаваемую на вход первого усилительного каскада, модулируют знакопеременным сигналом, усиливают переменную составляющую, а затем на выходе демодулируют, выделяя полезную информацию (см. рисунок 5.4). Временные диаграммы работы устройства представлены на рисунке 5.5.

У

М, Д – модулятор, демодулятор на основе аналогового мультиплексера соответственно; У – усилитель переменного тока; С_Р – разделительная емкость на входе и выходе усилителя

Рисунок 5.4 – Схема УПТ с двойным преобразованием

УПТ построенные на основе принципа модуляции-демодуляции называют М-ДМ усилителями или УПТ с двойным преобразованием

Рисунок 5.5 – Временные диаграммы работы М-ДМ УПТ

К погрешностям М-ДМ усилителей относятся низкая полоса пропускания, необходимость дополнительной фильтрации модулирующей частоты.

Повышение качества характеристик УПТ заключается в выполнении первых каскадов в виде дифференциальных (рассмотрены выше, см. раздел 4.5).

6 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

6.1 Характеристики идеальных операционных усилителей

В современных условиях развитие электроники характеризуется тем, что при проектировании аппаратуры используют не дискретные элементы (диоды, транзисторы, резисторы, конденсаторы), а более сложные функционально законченные узлы, изготавливаемые по интегральной технологии. Именно в такой форме используют достоинства усилителей постоянного тока.

Многокаскадный усилитель постоянного тока, выполненный в форме интегральной схемы (ИС) и удовлетворяющий определенным требованиям называется операционным усилителем (ОУ).

ОУ характеризуется следующими электрическими параметрами:

- коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности (К_у реальных усилителей 10⁴ - 10⁶);

- входное сопротивление ОУ стремится к бесконечности (входные токи лежат в диапазоне 10 ^-6 – 10^-9 A);

- выходное сопротивление стремится нулю (в реальных условиях R_вых единицы кОм);

- коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю;

- напряжение смещения нуля равно нулю;

- полоса усиливаемых частот стремится к бесконечности (частота среза реальных ОУ лежит в диапазоне 10⁴-10⁵ Гц).

Название «операционный усилитель» элемент получил в связи с тем, что в свое время он являлся элементарной ячейкой аналоговых вычислительных машин, используемых для реализации различных математических операций над аналоговыми сигналами. В дальнейшем мы рассмотрим схемные решения для выполнения сложения и вычитания, возведения в степень и извлечения квадратного корня, умножения, деления и т.д. аналоговых напряжений и токов, где в качестве активных элементов применяют ОУ.

ОУ в интегральном исполнении имеет два входа (инвертирующий и неинвертирующий, см. рисунок 8.1), вход подачи сигнала смещения нуля, выводы частотной коррекции U_f и выходного сигнала U_вых, выводы для подключения двух полярного источника питания + U_п, -U_п и общего провода. Инвертирующий вход обозначается по аналогии с цифровыми интегральными схемами в форме зачеркнутого кружка.

Все современные ОУ на входе имеют дифференциальный каскад (ДК). Если ДК выполнен на биполярных транзисторах входные токи составляют единицы mА, при полевых транзисторах в ДК – единицы nA.

Частотный диапазон современных ОУ ограничен частотами 10⁵ Гц (см. рисунок 8.2).

Рисунок 6.1 – Обозначение ОУ на принципиальных схемах

Рисунок 6.2 – Усредненная АЧХ ОУ

6.2 Инвертирующий усилитель на основе ОУ

Схема инвертирующего включения операционного усилителя (ОУ) приведена на рисунке 6.3, из которой видно, что в ней действует параллельная отрицательная обратная связь по напряжению.

Uвых

Рисунок 6.3 – ОУ в инвертирующем включении

Согласно характеристикам ОУ ток инвертирующего входа (Iвх-) равен нулю, тогда I1 = I2, в соответствии с первым законом Кирхгофа.

Если Uвх  0 (Uдиф = 0), тогда по второму закону Кирхгофа:

С учетом I1 = I2, получим:

Таким образом

Для уменьшения влияния входных токов ОУ на выходное напряжение в цепь неинвертирующего входа включают резистор, величина которого рассчитывается как параллельное соединение двух сопротивлений R1 и R2:

Входное сопротивление ОУ в инвертирующем включении значительно ниже его собственного входного сопротивления. Это определяется влиянием параллельной ООС. Раз Uдиф = 0, то входное сопротивление в этом случае приблизительно равно R1.

Выходное сопротивление ОУ для инвертирующего включения на низких частотах значительно меньше Rвых для собственного выходного сопротивления ОУ. Это также является следствием влияния ООС (ОС по напряжению уменьшает Rвых, см. раздел 2.1).

Величина R_{вых О.С.} может быть рассчитана:

где Rвых – сопротивление ОУ;

К – коэффициент усиления ОУ по напряжению.

6.2 Неинвертирующий усилитель на основе ОУ

В неинвертирующем включении (см. рисунок 6.4) имеет место последовательная ООС по напряжению. Наличие подобной формы ООС изменяет и основные соотношения для Ku, Rвх, Rвых.

В соответствии с ранее принятыми допусками i_вх- = i_вх+ (входной ток инфвертирующего и неинвертирующего входов ОУ) = 0, тогда i1 = i2.

Рисунок 6.4 – ОУ в неинвертирующем включении

Поскольку Uдиф = 0, U_ВХ = - U_R1 , а U_ВХ - U_ВЫХ = I2R2. Следовательно, I1R1 = - U_ВХ, I1 = - U_ВХ / R1.

,

Таким образом коэффициент усиления неинвертирующего ОУ равен:

На низкой частоте входное сопротивление ОУ будет определяться как:

и при К =  (К – коэффициент усиления цепи прямого преобразования), R_{ВХ OC} = .

Аналогично:

и при К =  , R_{ВЫХ OC}  0.

В реальных ОУ выходное сопротивление лежит в диапазоне: сотни Ом – единицы кОм.

6.3 Повторитель напряжения на ОУ

Схема повторителя напряжения легко получается из схемы усилительного звена на ОУ в неинвертирующем включении для R1  , R2  0 (см. рисунок 6.5). И тогда для каскада коэффициент усиления ОУ равен 1, а напряжение на выходе повторяет напряжение на входе :

С одной стороны повторитель – это усилитель, охваченный 100 % последовательной ООС по напряжению. В этом случае β = 1. Следовательно, произведение β ·К_ОУ >> 1 (см. раздел 2.1),

С другой стороны для неинвертирующего включения (см. раздел 6.2):

Рисунок 6.5 – Повторитель напряжения на ОУ

Учитывая, что повторитель напряжения на ОУ подобен по свойствам эмиттерному и истоковому повторителям:

(см. свойства последовательной ООС по напряжению), поскольку коэффициент усиления ОУ без обратной связи (К_ОУ) лежит в пределах 10⁴÷10⁵, R_ВХ__ОУ → ∞, R_{ВЫХ_ОУ}→ 0.

Повторители напряжения на ОУ используются там же, где применяют эмиттерные и истоковые повторители – во входных буферных и выходных согласующих каскадах.

6.4 Сумматор напряжения на ОУ

Принципиальная схема сумматора напряжений приведена на рисунке 6.6.

Поскольку в режиме усиления U_ДИФ ≈ 0, тогда ∑ i_R = i_ОС, следовательно, U_ВХ-R = i_R·R или i_R = U_ВХ-R / R. Подставив i_R в формулу расчета U_{ВЫХ_ОС} получим:

Рисунок 6.6 – Сумматор на ОУ

Где отношение RОС/R есть частный коэффициент передачи соответствующего канала усиления (К_J) входного напряжения (U_J). В конечном итоге предыдущее равенство можно записать:

Для уменьшения влияния входных токов ОУ в цепь неинвертирующего входа включают резистор с эквивалентным сопротивлением

6.5 Вычитающий усилитель на ОУ

Для вычитающего усилителя, изображенного на рисунке 6.7 характерно включение ОУ по дифференциальной схеме, т.е. задействованы оба входа и инвертирующий и неинвертирующий. Сигналы могут подаваться на оба входа, как потенциальные, относительно общего провода (см, рисунок 6.7), либо в дифференциальной форме – один сигнал на оба входа.

Для вывода формулы воспользуемся принципом суперпозиции: сигнал на выходе будет равен сумме сигналов, как если бы U_ВХ1 и U_ВХ2 действовали поочередно.

В случае, когда U_ВХ2 = 0 напряжение на выходе будет:

При UВХ1 = 0 выходное напряжение определится как:

Тогда

Рисунок 6.7 – Вычитающий усилитель на ОУ

Для условия R1= R_ОС= R3= R4

Для условия R1= R3, R4= R_ОС

В некоторых случаях вычитающий усилитель используется в дифференциальном включении – сигнал от одного источника подается на оба входа ОУ. Форма дифференциального усилителя приведена на рисунке 6.8.

При подаче на вход ОУ сигнала одновременно на оба входа изолированно от общего провода на выходе ОУ формируется потенциальный сигнал равный входному при условии равенства сопротивлений во входных цепях ОУ (R1=R_ОС=R3=R4). Для условия R1= R3, R4= R_ОС сигнал на выходе ОУ будет пропорционален отношению R_ОС/R1:

Рисунок 6.8 – Дифференциальный усилитель на ОУ

6.6 Интегрирующий усилитель на ОУ

Аналоговый интегратор (см. рисунок 6.9)реализуется на основе ОУ путем установки емкости в цепь параллельной ООС по напряжению (вместо R_ОС). Выходное напряжение при этом определяется как:

В случае, когда U_ВХ = const напряжение U_ВЫХ(t) ,будет иметь вид линейно нарастающего:

,

Рисунок 6.9 – Интегрирующий усилитель на ОУ

где А – константа интегрирования. А = 0 только тогда, когда отсчет времени начинается для момента U_ВЫХ = 0.

Наличие входного тока (I_ВХ), напряжения смещения (U_СМ) и разбаланс входных токов (ΔI_ВХ) в реальных интегрирующих усилителях ведет к росту выходного напряжения, даже при U_ВХ = 0 и с учетом t = ∞ напряжение на выходе нарастает до максимума (U_{ВЫХ_МАХ} ≈ ± U_п):

Задав максимальную ошибку интегрирования на выходе ОУ (U_{ОШ_ДОП}), можно для реального усилителя (U_СМ, I_ВХ, ΔI_ВХ – известны) найти предельное значение времени интегрирования:

6.7 Дифференцирующий усилитель на основе ОУ

Дифференцирующим усилителем называется аналоговое устройство, выходное напряжение которого пропорционально производной его входного напряжения по времени. Простейший (идеальный) дифференциатор представлен на рисунке 6.10.

Рисунок 6.10 - Дифференцирующий усилитель на ОУ

Реальный дифференциатор имеет динамические ошибки, связанные с ограниченной величиной коэффициента передачи ОУ и его конечной частотой w_В (см. разделы 1.3.4 и 6.1, рисунки 1.32, 1.33). Данные ограничения определяют появление различного рода корректирующих цепочек, усложняющих конструкцию усилителей.

Например, для приведенной схемы (см. рисунок 6.10), частотный диапазон лежит в пределах 0 < w < 1/( R_OC·C). Однако, емкость на входе определяет с ростом частоты падение входного сопротивления, что может негативно сказаться на источнике входного сигнала (в случае его большого внутреннего импеданса).

Для повышения стабильности и входного импеданса дифференциатора последовательно с емкостью включают дополнительное сопротивление R_K, параллельно же R_ОС ставят емкость С_K (см. рисунок 6.11). Наличие данных элементов превращают чистый дифференциатор в дифференциатор – сумматор, на выходе которого сигнал пропорционален выражению [7]:

Рисунок 6.11 - Дифференцирующий усилитель на ОУ

с корректирующими элементами С_К и R_К

При условии R_К·C = R_OC·C_К на частотах w < 1/ (R_К·C) усилитель дифференцирует входной сигнал, при больших частотах – интегрирует.

6.8 Компаратор (устройство сравнения) напряжения на ОУ

Компаратором называется устройство, предназначенное для сравнения измеряемого напряжения с напряжением воспроизводимым мерой. В качестве меры используют источник опорного напряжения.

Принципиальная схема компаратора изображена на рисунке 6.12.

Рисунок 6.12 - Компаратор напряжения на ОУ

ОУ в устройстве сравнения работает в режиме бесконечно большого усиления (R_ОС = ∞), при этом на сигнал выходе равен предельному (~ +U_П) для: . В случае U_ВЫХ изменяется на нулевой (специализированный компаратор) или на ~ -U_П для стандартного ОУ. В специализированных компараторах (например, К544СА3) используются усилители с высокой скоростью нарастания выходного сигнала и дополнительные каскады ограничения напряжения низкого уровня уровнем нуля соответствующей серии логических интегральных схем. В компараторе К544СА3 уровень нуля и единицы совпадает с параметрами ТТЛ уровней.

На рисунке 6.13 изображены временные диаграммы, поясняющие работу компаратора.

Рисунок 6.13 - Диаграмма работы компаратора напряжения

В состав компаратора входит сопротивление положительной обратной связи R_Р необходимое для формирования зоны гистерезиса на выходной характеристике. Ширина зоны лежит в обратной пропорции с величиной R_Р . Размер гистерезиса должен превышать амплитуду помехи (чаще всего частота силовой сети 50 Гц ), наложенной на входной сигнал, в противном случае в переходном режиме на выходном напряжении будут возникать импульсы ложного срабатывания, которые иногда нежелательны.

7 АВТОГЕНЕРАТОРЫ

Генератором называется устройство, предназначенное для преобразования энергии источника питания в энергию сигнала переменной амплитуды различной формы. В этом отношении различают генераторы гармонических колебаний и релаксационные генераторы (см. рисунок 7.1). Первые чаще всего работают в режиме автогенерации, вторые могут быть и синхронизируемыми, т.е. запускаться внешними управляющими сигналами. Релаксационные генераторы с внешним запуском называют одновибраторами.

Рисунок 7.1 - Классификация генераторов

В настоящем разделе курса главное внимание будет уделено рассмотрению автогенераторов, Релаксационные (импульсные) генераторы изучаются в обьеме цифровой электроники.

На рисунке 7.2 приведена известная функциональная схема усилительного каскада, охваченного обратной связью, где К – коэффициент усиления прямой цепи, β – коэффициент усиления звена обратной связи. В том случае, когда фазы сигналов входного и обратной связи совпадают обратная связь квалифицируется как положительная (см.

Рисунок 7.2 - Функциональная схема автогенератора