Работа каскада в области верхних частот

С повышением частоты сигнала сказываются изменения коэффициента

h_21э(j)=₀/(1+j_)

и шунтирующее действие выходной емкости транзистора и емкости нагрузки, которые уменьшают комплексное сопротивление нагрузки:

.

Оба эти фактора приводят:

• к уменьшению U_вых ,т.е. коэффициента усиления на верхних частотах;

• к дополнительному сдвигу фазы выходного напряжения в сторону запаздывания: ток I_к отстает от тока I_б, а U_вых запаздывает относительно тока I_к.

На верхних частотах из-за изменения h_21э уменьшается входное сопротивление транзистора, притом оно носит комплексный характер:

Z_вх.т=_б+(₀/(1+j_)+1)r_э.диф.

Где

В пределе при  Z_вх.тr_б+r_э.диф.

С учетом указанных зависимостей коэффициент усиления на верхних частотах

,

где _В = _/(1+_б ₀)+R_к.н(С_вых.т+С_н) - постоянная времени усилительного каскада в области верхних частот.

Выходная емкость транзистора в схеме с ОЭ можно найти по аналогии с R_вых.т:

X_Cвых=X_Cк*(1+ _б ₀),

откуда

С_вых.т=С^*_к/(1+ _б ₀)=С_к(₀+1)/ (1+ _б ₀).

Таким образом:

_В = _/(1+_б ₀)+R_к.н(С^*_к/(1+ _б ₀)+С_н)

АЧХ усилителя в области верхних частот

M_B()= ,

а ФЧХ - дополнительный сдвиг фазы:

_B()= – arctg(_B)

С ростом частоты _B K_uB0 , а  _B() – /2

Верхняя граничная частота _B=1/_В зависит от параметров транзистора (_=1/2f_=(h_21Э+1)/2f _h21Э; C_k; r_б ), его режима (r_э.диф , т.е. _б) и параметров нагрузки (С_н, R_н ). Более высокочастотный транзистор (с высокой f _h21Э) обеспечивает большую верхнюю граничную частоту f_B.

Ачх и фчх каскада с оэ

Выражение для комплексного коэффициента усиления во всей полосе частот

K_uo(j)= .

На некоторой “средней” частоте коэффициент усиления достигает максимального значения K_uo, а фазовый сдвиг 180, т.е. дополнительный сдвиг равен 0:

₀_B – 1/_н = 0

₀=1/_B_н=_B_н

Это частота квазирезонанса - среднегеометрическое значение граничных частот:

Полоса пропускания усилительного каскада определяется граничными частотами, на которых М_н=М_B=1/ =0.707

_н=1/_н _B=1/_B.

Дополнительный сдвиг фазы на границах этой полосы составляет +45⁰ и -45⁰.

Учет влияния Свх, Спрох

С_бэ – входная емкость транзистора;

С_кб – емкость между базой и коллектором, проходная;

С_кэ = С_вых – выходная емкость

R’_н = R_к||1/h₂₂||R_н

r_эh₂₁ – входное сопротивление транзистора, пересчитанное из Т-образной схемы

r_эh₂₁  h₁₁

R_б >> h₂₁r_э (отбросили)

С₀ = С_кэ + С_м + С_н + С_кб’

С_кб’ – емкость С_кб, пересчитанная в выходную цепь

С_вх0 = С_бэ + С_кб(1+к_u)

= C_кб – емкость С_кб, пересчитанная во входную цепь

Эффект Миллера

К_u = h₂₁R’_н/R_вх

Проходная емкость в усилителях напряжения с большим усилением эквивалентно увеличивается в коэффициент усиления раз, т. е. высоких частотах влияние этой емкости сильнее, чем всех остальных.

С_бэ  50пФ

С_кб  1 5 пФ

К_u = 100

С_вх0  500 пФ

Это обусловлено тем, что эта емкость находится в цепи ООС.

Эффект Миллера практически справедлив для всех усилителей.

На ВЧ и СВЧ проходная емкость ограничивается как максимально возможное усиление каскада (максимальную рабочую частоту), так и устойчивость усилителя.

На ВЧ в резонансных усилителях, когда ОС частотно зависима, при большом усилении, наличие С_кб приводит к тому, что ОС может стать ПОС, в результате усиление становится неустойчивым  необходимо принимать меры к нейтрализации влияние С_кб.

У ПТ и ламп проходная емкость значительно меньше, чем у БТ, поэтому практически не сказывается на работе усилительного каскада.

_вх = С_вх(R_г||h₂₁r_э)

{h₂₁ = h₁₁}

С_бэ =

F_т = h₂₁ = 1

r_э = _т/I_эо

Влияние С_кб снижается при работе от источника напряжения (R_г0).