Следовательно кпд 

Из-за U_ост_max<1 _max=π<π/4=0,785.

Использование понятия относительной амплитуды :

График=f(γ) на (рис.8.8.а).

а. б.

Рис.8.8.

При малых γ КПД здесь больше чем в режиме А. Для построения графика мощностей (рис.8.8.б) выразим их в виде:

В сравнении с однотактным трансф. Каскадом в двухтактном каскаде в режиме В при той же P_{N max} макс. мощность потерь в несколько раз меньше. Пусть _max=1  _max=0.5, _Вmax=π  различие составляет несколько раз  главные преимущества каскада в режиме В:

-высокий КПД;

-пониженная относительная мощность потерь в транзисторах;

8.6. Двухтактные каскады в режиме АВ.

Двухтактный каскад в режиме Аменьше нелинейные искажения, но низкий КПД.

Двухтактный каскад в режиме В повышенные нелинейные искажения, невысокий КПД, обусловленные кривизной начального участка передаточной характеристики i_к=f(U_бэ). Совмещение двух характеристик приводит к появлению ступеньки для тока i_к и соответственно для U_к (рис.8.9.а).

i_к2

Рис.8.9.

Это приводит к появлению центральных ступенек на синусоиде выходного сигнала ( для разностного тока и соответственно выходного напряжения) (рис.8.9.б).

Для устранения этих ступенек используется режим АВ. В этом режиме на базы транзисторов подается небольшое смещение ИРТ транзисторов А и А’ так, что эти точки находятся на середине начальных криволинейных участков передаточных характеристик (рис.8.9.в).

Совмещая характеристики относительно точек А и А’ видим, что ПХ становится прямой (пунктирная линия). нет ступенек i_р и U_вых.

Тогда при малых токах в режиме АВ оба транзистора работают в режиме А и нелинейности характеристик обеих транзисторов взаимно компенсируются. Соответственно в режиме АВ линия нагрузки в отличии от режима В отклоняется от прямой АВ (штриховая линия на рис.8.7.б), т.к. i_к в РТ А’ не равен нулю, а сопротивление нагрузки каждого транзистора зависит от тока.(доля нагрузки).

В режиме АВ при малых амплитудах КПД понижается (в сравнении с режимом В). Здесь транзисторы работают в режиме А  нач. участок кривой _АВ() является квадратичным (рис.8.8.г). Однако общий КПД усилителя понижается мало , т.к. доля мощности предварительных усилителей заметно больше.

Режим АВ для выходных усилителей мощности самый распространенный, т.к. обеспечивает:

-высокий КПД;

-небольшие нелинейные искажения;

Однако самые маленькие искажения – это двухтактный режим А.

В режимах А, В, АВ двухтактных каскадов в эмиттерной цепи транзисторов вводят эмиттерные резисторы:

R_э=(0.05-0.15)R_нт1 для эмиттерной стабилизации. во всех соотношениях надо использовать не R_нт1+R_э в нагрузку будет поступать не вся мощность P_N, а лишь ее часть R_нт1/(R_нт1+R_э).

8.7. Двухтактные бестрансформаторные каскады с непосредственной связью с предоконечными транзисторами.

Усилители с непосредственными связями позволяют строить усилители без трансформаторов.

Рис.8.10.

На рис.8.10. приведена схема с параллельно управляемыми, однофазным переменным напряжением, выходными транзисторами VT2 и VT3. Резисторы R1 и R2 служат для подачи смещения на предоконечный каскад (VT1), подключенный к точке а соединения оконечных транзисторов, что охватывает предварительный каскад ООС по переменному и постоянному току. U_Rсм задает исходную рабочую точку выходных транзисторов, обеспечивая их работу в режиме А и АВ. Схема питается от одного источника питания , здесь R_н через C₂ соединен с Е_п. Это возможно, т.к. через R_н протекает только переменный ток. Напряжение между выводами C₂ постоянно и близко к Е_п/2. Рассмотрим работу этой схемы в режиме АВ. При подаче сигнала открывается VT3,С₂ включается последовательно с Е_п. Следовательно, напряжение питания одного плеча равно Е_п-Е_с2=Е_п/2. Конденсатор С₂ частично заряжается током VT3. В полупериод работы VT2 конденсатор с напряжением Е_с2=Е_п/2 служит источником питания и частично и частично разряжается. На величину заряжается заряда за ¼ периода уменьшается выходное напряжение. Для того, чтобы разряд конденсатора на _н не превышал допустимой величины (=0.05...0.2)  С₂>1/(_cw_нR_н)

Пример:

Правый вывод R_к подключен не к +Е_п, а к точке соединения R_н и С₂ за счет этого через R_к на вход двухтактного эмиттерного повторителя (VT2, VT3) подается ПОС. Она подается в цепь питания VT1. Подобное включение позволяет увеличить напряжение питания VT1 при открывании VT2. Это ОС по питанию или вольтодобавка. При этом напряжение нагрузки складывается с Е_п, что позволяет снять с VT1 амплитуду сигнала достаточную для управления оконечным ЭП на VT2.

Недостатком этой схемы является то, что ни один из выводов R_н не имеет общей точки со входом усилителя, что затрудняет съем ОС.

Нагрузка относительно «земли» находится под напряжением, что не всегда допустимо. При обрыве вывода R_н пропадает питание VT1. Следовательно, усилитель неработоспособен. Для устранения этого используют схему с параллельной ОС по питанию (рис.8.11.). В этой схеме последовательно с R_к включают R_св. В точку b выходное напряжение подается через С_св и служит вольтодобавкой. По переменному току R_св параллельно включается с R_н , следовательно для исключения его влияния на вых. мощность необходимо чтобы R_св(20…40)R_н.

Чтобы постоянное напряжение на С_св было не намного меньше Е_п/2 (для полного открывания VT2) R_св<R_к/2, т.к. при работе VT2  С_св должен быть достаточно большим. Кроме этого в схему вводят VD, что искажает разряд через R_св и способствует уменьшению С_св.

Рис.8.11.

С целью снижения тока питания VT1 (рис.8.11.), выходные транзисторы делают составными (рис.8.12.). При этом выходные транзисторы (VT4,VT5) берут однотипными для унификации.

R₅-R₈ для стабилизации ИРТ транзисторов.

R₇,R₈ 5…15% то R_н

R₅,R₆ выбирают так, чтобы токи через них были в несколько раз больше исходных токов баз VT4 и VT5.

R₄ (R₄≈R₅|| (R₇) симетрирует плечи.

Диод VD из рис.8.11. также может быть включен в схему 8.12. Вместо R_см для стабилизации тока покоя вых. транзисторов часто используют 2-3 диода или стабилизатор напряжения на транзисторе. На рис.8.13.  схему выходного усилителя на полевых транзисторах с индуцированным каналом типа n (VT2) и p (VT3). Подложка  с истоком.

Рис.8.12. Рис.8.13.

П.Т. вносят меньшие нелинейные искажения и неподвержены тепловой неустойчивости. Пороговое напряжение стоко-затворной характеристики современных мощных ПТ (с индуцированным каналом) близко к нулю.

Недостаток – повышенное остаточное напряжение и произвольный разброс параметров.

8.8. Мостовые схемы двухтактных каскадов.

При безтрансформаторном выходе в двухтактном каскаде можно получить вдвое большуюmax амплитуду выходного напряжения, т.е. вчетверо большую выходную мощность, если применить мостовую схему (рис.8.14.).

Рис.8.14.

C₁

В схеме 4-е транзистора. В один полупериод работают VT1 и VT4, а во второй – VT2 и VT3.(режим В). Max амплитуда полуволн близка к Е_п. Для полной раскачки этой схемы входное напряжение должно быть >Е_п. Оно может подаваться с помощью трансформатора. Можно подавать входное напряжение относительно постоянного уровня Е_п/2, но тогда необходим фазоинвертор и входные напряжения должны быть полностью противофазны.

Вмостовой схеме (рис.8.15.) усиливаемое колебание подается на транзисторыVT2 и VT4.

Рис.8.15.

Входные напряжения должны быть взаимно противофазно и могут сниматься, например с фазоинверсного трансформатора. VT1 открывается одновременно с VT4, а VT2 с VT3 за счет наличия резистора R1 и R2.

Недостаток мостовой схемы: -удвоенное кол-во транзисторов. Самое главное отсутствие общей точки нагрузки, что делает необходимым съем напряжения ОС. Но это можно искусственно устранить с помощью квазимостовой схемы.

8.9. Определение коэффициента гармоник двухтактного каскада.

Для полной идентичности плеч каскада считают , что их коэффициент передачи и соотв. Амплитуды всех гармоник токов отличаются на величину:

1+ν/2 раз, причем в разных плечах в разные стороны.

v- коэффициент асимметрии плеч.

 Амплитуды нечетных гармоник (как и ранее) получаются удвоенными , а четных (ввиду их вычитания) – остается нескомпенсированная часть равная v.  вместо соотношения , полученного ранее для однотактного каскада. Тогда в режиме А имеем:

Для схем с ОЭ подбор транзисторов для двухтактных схем по крутизне характеристики сквозной передачи уменьшает v до 0,1…0,2.

Рассмотрим режим АB.

На рис.8.16. – сквозная характеристика прямой передачи одного плеча и соответствующая max амплитуде полуволны косинусоиды ЭДС эквивалентного генератора e_г=Е_гmcost.

t

Рис.8.16.

В исходной точке ток I₁;

I₂ – соответствует половине амплитуды ЭДС;

I₃ – соответствует амплитудному значению ЭДС;

Для применения метода пяти ординат к двухтактной схеме следовало бы принять:

I_max=I₁, I_min=-I₃ , I_0.5=I₂ , I_-0.5=-I₂ и I₀=0.

Но из-за ассиметрии плеч

I_max=I₃(1+v/2); I_min=-I₃(1-v/2);

I_0.5=I₂(1+v/2); I_-0.5=-I₂(1-v/2);

I₀=I₁(1+v/2) – I₁(1-v/2)=vI₁;

Подставив это в ранее известное соотношение (8.5) имеем:

I_m1=2(I₃+I₂)/3;

I_m2=v(I₃-2I₁)/4;

I_m3=2(I₃-2I₂)/3;

I_m4=v(I₃-4I₂+6I₁)/12;

Если транзисторы соеденить последовательно, то их токи покоя равны, следовательно разностный ток равен нулю,  в соотношениях можно принять I₁=0. Таким образом метод 5-ти ординат при анализе двухтактного каскада по существу превращается в метод 3-х ординат для одного плеча, но это снижает точность  лучше использовать метод 7-ми ординат для двухтактной схемы и 4-х ординат для одного плеча (рис.8.17).

t

I

Рис.8.17.

Для упрощения анализа и повышения точности определения амплитуды шести гармоник выберем исходные точки при значениях текущей фазы: 0, 45, 67.5, 90.

Тогда для рис 8.17. а=cos(3/4)=0,383; b=cos(/4)=0,707;

Тогда имеем амплитуды тока для шести гармоник в режиме АВ или В:

I_m1=(I₄+I₃/b)/2;

I_m2=v(I_B+I_A)/4;

I_m3=(I_N+I_M)/4;

I_m4=v(I₁-I₃+I₄/2)/4; (8.15.)

I_m5=(I_N-I_M)/4;

I_m6=v(I_B-I_A)/4;

где

I_A=(I₁-2I₂+I₃+I₄/2)/2b;

I_B=I₄/2-I₁;

I_M=[a(I₄+I₃/b)-2I₂]/c;

I_N=I₄-I₃/b;

c=cos(/8);

Точки а и b могут быть выбраны и другими, соответственно соотношения (8.15) несколько изменяется.

8.10. Оконечные каскады мощных и широкополосных усилителей.

Из-за отсутствия очень мощных транзисторов в настоящее время усилители на транзисторах строятся на мощность до нескольких сот ватт.

При этом используют параллельное включение выходных транзисторов с элементами выравнивания токов транзисторов (например, резисторами). Однако это усложняет устройства и снижает их надежность. Однако имеется потребность в усилителях большой мощности (десятки и сотни киловатт).

В таких усилителях выходные каскады строятся на специальных мощных генераторных транзисторах с принудительным охлаждением. При этом все предварительные каскады строят на транзисторах и микросхемах.

При усилении однополярных импульсов ток в ИРТ выбирают как можно меньше для снижения потребляемой мощности.

Например, в осциллографических усилителях , управляющих отклонением луча, работающих в режиме А (max мощность) , двухтактных, с эмиттерной связью транзисторов.

При длине кабеля < (например в 10 раз) длины волны волновыми процессами можно пренебречь, а учитывать только емкостное шунтирование кабеля (25…150 пф/м). При большой длине кабеля необходимо: согласовать волновое сопротивление кабеля (75 и 50 Ом) с выходом и входом усилителя соответствующим выбором резисторов.