Cadence / DSD11-1 / Chapter6

6.Элементы интегральных схем связи

6.1 Дифференциальный каскад как балансный умножитель

Простейший дифференциальный каскад (рис.6.1а) состоит из транзисторов Т1 и Т2, нагрузочных элементов Z_н а также источника тока I₀. Входной сигнал U_d подается между базами транзисторов Т1 и Т2.

Выражения для токов коллекторов Т1 и Т2 соответственно имеют вид:

(6.1)

(6.2)

Учитывая что , разница между двумя токами составит:

(6.3)

График зависимости (6.3) известный из курса «Элементная база аналоговых ИМС», и показан на рис.6.1б.

Если в выражении (6.3) , то , тогда будем иметь:

(6.4)

Можно легко сделать так, что ток I₀ будет пропорционален второму входному напряжению U_вх2. Таким образом, условию (6.4) будет удовлетворять электрическая схема, показанная на рис.6.2. Такая схема называется двухквадрантным (балансным) умножителем. Исходя из этой схемы, для I_0, будем иметь:

Подставляя это в выражение (6.4) получим:

(6.5)

Выражение (6.5) справедливо в предположении, что и

6.3. Передаточная характеристика четырехквадрантного умножителя

Наибольший практический интерес представляет устройство четырехквадрантного умножителя (ячейка Гильберта), электрическая схема которого приведена на рис.6.3. Передаточная характеристика умножителя такого типа может быть получена так же, как и для дифференциального каскада.

Разностный ток с плеч дифференциальной пары можно рассчитать следующим образом:

(6.6)

Учитывая соотношение (6.3) для уравнения (6.6) получим:

(6.7)

Следовательно, передаточная характеристика схемы двухбалансного умножителя определяется выражением (6.7).

В зависимости от соотношения между ()и для выражения

(6.7) рассматривают четыре случая:

при и (6.8а)

при и (6.8б)

при и (6.8в)

при и (6.8г)

Уравнению (6.8а) соответствует схема аналогового умножителя, (6.8б,в) – модулятора, (6.8г) – фазового детектора.

6.4 Аналоговый умножитель, основанный на схеме Гильберта

Выражение (6.8а) для малого сигнала показывает, что разностный ток является произведением трех величин ; и . В общем случае входные сигналы могут и не удовлетворять условию (6.8а). Тогда схему аналогового умножителя можно преобразовать к виду, показанному на рис.6.4. Такое включение резисторов в цепи эмиттеров Т₁ и Т₂ приводит к линеаризации тока транзисторов даже если .

Другой способ заключается в введении дополнительных устройств нелинейности (рис.6.5), которые компенсируют передаточную

характеристику, связанную с гиперболическим тангенсом. Блок имеющий характеристику обратного гиперболического тангенса представлен на рис.6.6.

Для токов I₁ и I₂ (рис.6.6) можно записать:

; (6.9)

Где I₀₁ ток покоя, который протекает когда U₁=0, К- проводимость преобразователя напряжение – ток. Так как Т₇ и Т₈ включены в диодном режиме, то:

; тогда

(6.10)

Используя соотношение для (6.10) получим следующее выражение:

(6.11)

Таким образом, выражение (6.7) с учетом того, что блок компенсирующий нелинейность имеет напряжение, заданное формулой (6.11), определится следующим соотношением:

(6.12)

Схема на рис.6.5 допускает некоторое упрощение. Это связано с тем, что транзисторы Т₁,Т₂ могут непосредственно выполнять роль преобразователей напряжение – ток. Такой умножитель показан на рис.6.7. Следует отметить, что наибольшее распространение получил умножитель с резисторами в эмиттерных цепях. Преобразователь дифференциального выхода в простой можно выполнить так, как это

делается например в операционных усилителях (см.курс «Элементная база аналоговых интегральных схем»).

6.4.Балансный модулятор, основанный на ячейке Гильберта

В системах связи часто применяются устройства, обеспечивающие модуляцию сигнала по амплитуде. Наиболее легко это осуществляется если в схеме Гильберта, на пары транзисторов Т₃ – Т₆ подавать большой по амплитуде сигнал (). Примеры входных и выходных сигналов приведены на рис.6.8.

Спектр выходного сигнала, в виде Фурье преобразования, зависит от двух входных сигналов. Низкочастотный сигнал можно записать:

Высокочастотный импульсный сигнал, разложенный в ряд Фурье, имеет следующее выражение:

, где .

Таким образом, выходной сигнал можно записать:

(6.13)

где К – коэффициент усиления от входа до выхода. Спектральное представление входных и выходных сигналов приведены на рис.6.9.

6.5 Фазовый детектор, основанный на схеме Гильберта

Если на входы ячейки Гильберта подаются сигналы большой амплитуды () одинаковой частоты, то такая схема работает как фазовый детектор. Электрическая схема и диаграммы входных и выходных сигналов приведены на рис.6.10. Выходной сигнал имеет отрицательные импульсы, когда входные сигналы находятся в фазе и положительные, когда входные сигналы в противофазе.

Среднее значение выходного сигнала прямоугольной формы за период имеет вид:

(6.14)

где А₁,А₂ – площади отрицательного и положительного импульсов выходного сигнала соответственно. С учетом сдвига фаз Ф выражение (6.14) можно записать следующим образом:

(6.15)

Зависимость (6.15) показана на рис.6.11.

6.6 Генератор, управляемый напряжением (ГУН)

Многие системы связи используют в своем составе устройства генерирующие сигналы, частота которых зависит от управляющего напряжения. Схемные решения высокочастотные ГУН базируются на схемотехнике мультивибратора (низкочастотные ГУН можно выполнить на основе операционного усилителя с положительной обратной связью).

Типовая схема мультивибратора показана на рис.6.12. Конденсатор С соединяет эмиттеры транзисторов Т₁ и Т₂ и определяет период колебаний мультивибратора. Для упрощения расчетов воспользуемся следующими предположениями:

• если транзистор Т₁ – закрыт, то Т₂- открыт;

• базовый ток транзисторов достаточно мал, и им можно пренебречь;

• ток I=2I₁ достаточно велик, так, что падение напряжения IR достаточно чтобы открыть диод на основе транзистора Т₆;

• переключение транзисторов происходит достаточно быстро, так что период генерирования много больше, чем время переключения каждого из них.

С учетом этих предположений электрическая схема рис.6.12 может быть упрощена, как это показано на рис.6.13 (транзисторы Т₇ Т₈ заменены идеальными источниками тока). Будем пока считать, что источники базового тока не подключены. Так как транзистор Т₁ закрыт, то ток эмиттера Т_э4 так же равен нулю, следовательно Т₄ – закрыт. Напряжение на базе Т₃ равно:

Напряжение эмиттера Т₂, в момент заряда конденсатора изменяется линейно, в связи с зарядом от источников тока. Нижнее значение U_э2 составит:

При этом на противоположной обкладке конденсатора формируется заряд противоположного знака. Транзистор Т₁ будет закрыт до тех пор, пока напряжение на его эмиттере не достигнет величины:

,

тогда транзисторы Т₁ и Т₄ будут открыты, Т₃ и Т₂ закроются , а заряды на обкладках конденсатора поменяют знак. Временные диаграммы работы ГУН показаны на рис.6.14.

Период колебаний ГУН на основе мультивибратора определяется временем перезарядки конденсатора источником тока I₁, тогда:

где - заряд на конденсаторе.

В этом случае частота следования импульсов составит:

(6.16)

Достоинством мультивибраторов с конденсатором в цепи эмиттеров является то, что используются однотипные (n-p-n) транзисторы, которые не входят в насыщение. Это приводит к тому, что частота генерации ГУН, при условии изготовления транзисторов по технологии высокого уровня, достигает 800-900 МГц.

Следует отметить, что указанный диапазон частот ограничен температурной зависимостью U_бэ.

Используя (6.16) можно получить:

(6.17)

Температурная чувствительность частоты может быть частично парирована путем использования температурно-зависимых источников тока.