Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Цифровые системы передачи. Учебное пособие для СПО
.pdf
41
Следовательно время восстановления циклового синхронизма будет равно
в о сс т н.в ы х п ои с к н .в х
,t t t t
где t
н.вых
– время заполнения накопителя по выходу из синхронизма; t
поиск
– время поиска синхросигнала; t
н.вх
– время заполнения накопителя по входу в
синхронизм.
Рассмотренный способ построения приемника циклового синхросигнала
имеет недостатки. Во-первых, поиск циклового синхросигнала начинается
только после окончания процесса заполнения накопителя по выходу из циклового синхронизма, т. е. через t
н.вых
, что приводит к увеличению времени восста-
новления синхронизма t
восст
.
Во-вторых, емкости накопителей по входу в цикловый синхронизм и вы-
ходу из циклового синхронизма (n1 и n2 ) фиксированы, что не позволяет добиваться оптимальных соотношений между временем восстановления циклового
синхронизма и помехоустойчивостью приемника циклового синхросигнала .
Если коэффициент ошибок в линейном тракте увеличивается (по сравнению с
расчетной величиной), то время удержания состояния циклового синхронизма
оказывается меньше требуемого. Однако при уменьшении коэффициента ошибок возникает запас по времени удержания циклового синхронизма, что свидетельствует о необоснованном увеличении времени восстановления циклового
синхронизма.
Первый недостаток может быть устранен, если процессы накопления по
выходу из циклового синхронизма и поиска циклового синхросигнала осуществлять параллельно. Для этого схему приемника циклового синхросигнала,
приведенную на рисунке 1.23, необходимо дополнить схемой поиска циклового
синхросигнала содержащей собственные анализатор и решающее устройство.
Эта схема начинает работать при появлении первого же импульса на входе
накопителя по выходу из циклового синхронизма, т. е. не дожидаясь его заполнения, и осуществляет поиск нового состояния циклового синхронизма. Генераторное оборудование будет сохранять предыдущее состояние до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние циклового синхронизма.
«Второй недостаток может быть устранен, если емкости накопителей по
входу в цикловый синхронизм и выходу из циклового синхронизма сделать величинами переменными, зависящими от коэффициента ошибок в линейном
тракте. При уменьшении коэффициент ошибок необходимо уменьшать емкость
накопителя по выходу из синхронизма, а при росте коэффициерта ошибок
уменьшать емкость накопителя по входу в синхронизм. Такие приемники циклового синхросигнала получили название адаптивных и часто применяются в
высокоскоростных ЦСП.
Работа системы сверхцикловой синхронизации, как и работа системы
цикловой синхронизации, основана на передаче сверхциклового синхросигнала
(СЦС) в одном из циклов сверхцикла (как правило в нулевом цикле). Работа
42
приемника сверхциклового синхросигнала, расположенного в СУВпр, практически не отличается от работы приемника циклового синхросигнала. При этом
приемник сверхциклового синхросигнала работает в несколько облегченном
режиме, так как установление сверхциклового синхронизма осуществляется после установления синхронизации по циклам, т. е. когда определены границы
циклов. [1].
1.5. Генераторное оборудование цифровой системы передачи
Все процессы обработки цифровых сигналов в ЦСП с ВРК строго регламентированы во времени. Последовательность обработки сигнала в оконечном
оборудовании (рисунок 1.15) задается генераторным оборудованием на передающей и приёмных сторонах [1, 3, 5].
Генераторное оборудование осуществляет формирование и распределение всех необходимых импульсных последовательностей, проведения
дискретизации, кодирования (декодирования), ввода (вывода) символов служебных сигналов на определенные позиции в цикле передачи и т. д.
От генераторного оборудования получаются импульсные последовательности со следующими основными частотами:
тактовой частотой FT = 1/T = F
Д
m
NКИ ;
частотой следования кодовых групп (канальных интервалов) FКГ =
F
ГР.АИМ
= 1/ТКИ = FT/m;
частотой дискретизации FД = 1/ТД = FT / mNКИ = F
ГР.АИМ
/ NКИ;
частотой сверхциклов FСЦ = FД /М.
Так как тактовая частота является самой высокой частотой в генераторном оборудовании, получить все другие нужные импульсные последовательности можно путем деления тактовой частоты, получаемой от высокостабильного задающего генератора (ЗГ) (рисунки 1.24 и 1.25).
Обычно предусматривается несколько режимов работы задающего генератора тактовой частоты (рисунок 1.25):
- внутренней синхронизации, при которой осуществляется работа от вы-
сокостабильного автономного задающего генератора тактовой частоты (с относительной нестабильностью ±10
-5
... 10-6);
- внешнего запуска, при котором осуществляется работа от внешнего за-
дающего генератора тактовой частоты ;
- внешней синхронизации, при которой осуществляется подстройка ча-
стоты задающего генератора тактовой частоты с помощью фазовой автоматической подстройки частоты под тактовую частоту внешнего сигнала.
При создании цифрового сигнала на передающей стороне и его расформиро-
вании на приемной стороне требуется сформировать импульсные последова-
43
тельности, соответствующие отдельным разрядам (Р1, Р2, …, Рm), каналам
(КИ0, КИ1, …, КИ
N-1
) и циклам в сверхцикле (Ц0,Ц1,…,Ц
М
).
Такие последовательности формируются в генераторном оборудовании
на передающей и приемной стороне оконечного оборудования с помощью дешифратора разрядов ДР, дешифратора канальных интервалов ДК и дешифратора циклов ДЦ (рисунок 1.25). На рисунке 1.26 в качестве примера показаны некоторые импульсные последовательности, формируемые на выходе генераторного оборудования.
В генераторном оборудовании приёма входы для установки начала цикла
и сверхцикла обеспечивает цикловую и сверхцикловую синхронизацию ГОпр
под начало цикла и сверхцикла принимаемого цифрового сигнала, сформированного в ГОпд. Схемы дешифраторов разрядов, каналов и циклов достаточно
просто реализуются на основе двоичных делителей, регистров сдвига, дешифраторов и других логических схем, реализуемых на интегральных микросхемах.
На рисунке 1.27 приведён пример реализации дешифратора разрядов для создания восьми разрядной двоичной кодовой комбинации на основе трехразрядного двоичного делителя и дешифратора на основе восьми трёх входовых схем
совпвдения &1, &2, … , &8. На рисунке 1.27 также приведены временные диаграммы, поясняющие работу дешифратора разрядов.
Очевидно, что подобным образом можно построить дешифратор каналов
на 32 канальных интервала с использованием пятиразрядного двоичного делителя и тридцати двух пяти входовых схем совпадения. Дешифратор циклов будет состоять из четырёх разрядного двоичного делителя и шестнадцати четырёх
входовых схем совпадения.
Схема генераторного оборудования приёма отличается от схемы генератор-
ного оборудования передачи следующими особенностями, обеспечивающими
работу ГО приема синхронно и синфазно с ГО передачи.
Во-первых, импульсная последовательность с тактовой частотой FТ будет
поступать на вход дешифратора разрядов не от задающего генератора, а от
схемы синхронизации тактовой частоты, расположенной в регенераторе. Вовторых, установка начала цикла и сверхцикла производится установочными
ЗГ
m
N
КИ
F
T
F
КГ
F
Д
Рисунок 1.24 – Формирование основных частот в генера-
торном оборудовании
M
F
СЦ
44
сигналами, поступающих от приемников циклового и сверциклового синхросигналов.
1.6. Сигналы и коды в линейных трактах
цифровой системы предачи
На выходе устройства объединения передающей части оконечного оборудования ЦСП (рисунок 1.15) формируется групповой цифровой сигнал в виде
униполярного двоичного сигнала (рисунок 1.28), энергетический спектр которого представлен на рисунке 1.29.
Т
СЦ
Т
Ц
Ц
0
Ц
1
КИ
0
КИ
1
Р
1
Р
2
Т
КИ
Т
КИ
Т
t
t
t
t
t
t
Рисунок 1.26 – Временные диаграммы работы ГО
ЗГ
ДР
ДК
ДЦ
F
T
F
КГ
F
Д
Внешн.
запуск
Внешн.
синхр.
Установка по циклу
Установка по сверхциклу
Р
1
Рm
КИ
0
КИ
N-1
Рисунок 1.25 – Структурная схема генераторного оборудования
F
СЦ
Ц0 Ц1 Ц
M-1
45
Оконечное оборудование цифровой смстемы передачи соединяется кабельной соединительной линией с оконечными и узловыми радиорелейными и
кабельными станциями. Для согласования комплексных сопротивлений выхода
оконечного оборудования цифровой смстемы передачи и входа кабельной соединительной линии применяются согласующие устройства в виде трансформатора.
Рисунок 1.27 – Принципиальная схема и временные диаграммы дешифратора
разрядов
t t t t t t t
t
FT
Q1
Q2
Q3
P1
P2
P8
P3
Q1
Q1 R D
Q2
Q2 R D
Q3
Q3
R
D
Уст. 0
FT
(от ЗГ)
&
P1 & P2 & P3 & P4 & P5 & P6 & P7 & P8
46
Наличие трансформатора приводит к тому, что по соединительной кабельной линии не проходит постоянная и сильно ослабляются низкочастотные
компоненты спектра, на которых у цифрового двоичного сигнала сосредоточена большая часть энергии (рисунок 1.29). Кроме того, наличие у кабельной соединительной линии погонных сопротивления и емкости проводов приводит к
подавлению высокочастотных составляющих, т.е. к ограничению полосы. Перечисленные факторы приводят к значительным искажениям передаваемых
двоичных сигналов, что снижает помехоустойчивость их передачи.
Чтобы ослабить влияние искажений, вносимых трансформатором и кабельной соединительной линией на помехоустойчивость передачи униполярных двоичных сигналов (коды RZ и NRZ на рисунке 1.26), требуется преобразовать их в линейный цифровой сигнал, в котором отсутствовала бы постоянная составляющяя и ослаблены низкочастотные составляющие спектра. Таким
требованиям соответствуют балансные коды, из которых наибольшее распространение получили: AMI (Amplitude Marked Inverced) или ЧПИ (чередование
полярности импульсов); HDB-3 (High Dencity Bipolar -3) или МЧПИ (модифицированный ЧПИ) или КВП-3 (код с высокой плотность единиц -3); CMI (Coded Marked Inverced) (рисунок 1.28).
Линейный код с чередующейся полярностью импульсов (AMI, ЧПИ). Алгоритм перехода от однополярного двоичного цифрового сигнала к линейному
коду ЧПИ (рисунок 1.28) состоит в том, что символу «0» в обоих случаях соответствует «0» (пауза), а символу «1» в однополярном двоичном цифровом сигнале соответствуют в линейном коде ЧПИ импульсы положительной или отрицательной полярности. Такое чередование полярности импульсов обеспечивает
подавление постоянной и низкочастотных составляющих спектра и, следовательно, уменьшает искажения импульсов в линии. Достоинством кода ЧПИ является чрезвычайная простота обратного перехода к однополярному двоичному
цифровому сигналу, для этого достаточно провести двухполупериодное выпрямление сигналов кода ЧПИ. В настоящее время код ЧПИ рекомендован для
использования в низкоскоростных цифровых потоках.
Линейный модифицированный код ЧПИ (МЧПИ, HDB-3). Недостатком
линейного кода ЧПИ является трудность выделения из него тактовой частоты
с высокой точностью, если в однополярном двоичном цифровом сигнале появляется подряд несколько символов «0». Например, при паузе в разговорном
телефонном сигнале на выходе АИМ (рисунок 1.15) появится отсчёт с нулевой
амплитудой и на выходе кодера в этом канале будет сформирована восьми разрядная двоичная кодовая комбинация, состоящая из восьми нулей «00000000».
Если паузы будут присутствовать в двух соседних телефонных каналах, то на
выходе кодера появится двоичная кодовая комбинация, состоящая из шестна-
47
дцати подряд следующих нулей «0000000000000000». Во время прихода на
вход системы тактовой синхронизации линейного цифрового сигнала с длинной серии нулей информация о тактовой частоте во этом сигнале в такой интервал времени отсутствует. Из-за воздействия на систему синхронизации шумов точность синхронизации тактовой частоты резко снижается, что приводит к
резкому возрастанию коэффициента ошибок на выходе регенератора. Сущность
модификации линейного кода ЧПИ состоит в том, что в паузу, длина которой превышает п нулей, вставляют балластные сигналы, содержащие в своём
составе не более трёх нулей. За счёт уменьшения числа нулей в паузах балластные сигналы увеличивают точность выделения тактовой частоты, но в то же
время легко могут быть обнаружены и удалены на приеме.
В качестве примера рассмотрим получивший достаточно широкое распространение код высокой плотности следования единиц (КВП-3, HDB-3), у
которого п=3. В этом линейном коде в качестве балластных вставок используются два их типа (рисунок 1.29), имеющих условное обозначение 000V и B00V.
При выборе конкретного типа балластного сигнала исходят из следующих правил: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшествующего импульса; полярность импульса V всегда совпадает с полярностью предшествующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном
сигнале с числом нулей n1 = 4 и n2 = 4 четное число единиц (0, 2, 4, 6 и т.д.), то
заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала B00V; если же число единиц между двумя соседними вышеупомянутыми паузами нечетное, то
заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала 000V.
Пример использования алгоритма формирования кода КВП-3 приведен на
рисунке 1.28. В процессе заполнения пауз балластными сигналами производится чередование полярности импульсов двоичного сигнала таким образом, чтобы
нарушение чередования полярности всегда указывало на наличие балластного
сигнала. Код КВП-3 рекомендован для использования при скорости цифровых
потоков до 100 Мбит/с.
Линейный код CMI. При формировании этого линейного кода не используются балластные биты и в отличие от троичных кодов ЧПИ и МЧПИ он является двоичным. Символы «1» исходного однополярного двоичного цифрового
сигнала передаются чередованием полярностей импульсов затянутых на тактовый интервал, а символы «0» биполярными импульсами – первая половина тактового интервала минус 1, вторая половина – плюс 1 (рисунок 1.28). Код CMI
рекомендован для использования при скорости цифровых потоков свыше 100
Мбит/с.
48
1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0
1
0 t
u(t)
NRZ
Data
1
0 t
RZ
u(t)
1
0 t
AMI
u(t)
-1
1
0
HDB3
u(t)
-1
t
1
0
CMI
u(t)
-1
t
T
Рисунок 1.28 – Двоичные и балансные коды
49
Четное число импульсов с
последней вставки (вставка В00V)
-1 -10 0
11
0 0
Нечетное число импульсов с
последней вставки (вставка 000V)
0 -10 0
10
0 0
Полярность предыдущего импкльса
Рисунок 1.29 – Алгоритм вставки при коде HDB3
Энергетические спектры кодов RZ, NRZ и балансных кодов приведены на
рисунок 1.30.
G(f)
NRZ
RZ
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0
0.5
1.0
1.5
F/F
T
Балансные
коды
Рисунок 1.30 – Энергетические спектры кодов
50
1.7. Регенерация цифровых сигналов
При прохождении линейного цифрового сигнала через канал передачи он
ослабляется и искажается из-за ограниченной полосы канала передачи и неравномерности АЧХ и нелинейности ФЧХ канала передачи. Так же в канале передачи на линейный цифровой сигнал воздействуют шумы и помехи. Всё это
приводит к изменению амплитуды, формы, длительности импульсов и временных интервалов между ними. Регенератор должен восстановить все четыре параметра импульсов принимаемого линейного цифрового сигнала: амплитуду;
форму; длительность; величину временных интервалов между соседними символами.
Регенерацию (восстановление) искаженных шумами и помехами линейных цифровых сигналов рассмотрим на примере регенератора представленного
на рисунке 1.31. Как видно из рисунка входной сигнал усиливается с помощью
корректирующего усилителя, снабженного корректорами АЧХ и ФЧХ канала
передачи и кабельной соединительной линии и системой автоматической регулировки уровня (АРУ). АРУ обеспечивает стабильность уровня сигнала на выходе корректирующего усилителя вне зависимости от изменения затухания
сигнала в канале передачи [1, 2, 3, 5].
На рисунке 1.32 изображён идеальный цифровой сигнал в аппаратном коде
NRZ на выходе передающей части цифровой системы передачи (ЦС на вых. Пд).
После прохождения сигнала через канал передачи цифровой сигнал претерпевает
искажения, вызванные: - ограниченной полосой канала; - неравномерностью
АЧХ и нелинейности ФЧХ канала; - воздействием на сигнал шумов и помех. В
результате входной сигнал регенератора имеет форму, представленную в точке 1
(рисунки 1.31 и 1.32). После коррекции неравномерности АЧХ и нелинейности
ФЧХ канала передачи в корректирующем усилителе форма цифрового сигнала
улучшается (точка 2 рисунки 1.31 и 1.32). Благодаря работе АРУ на выходе корректирующего усилителя масимальный уровень сигнала будет постоянным U
max
=
const.
С выхода корректирующего усилителя всё ёщё искажённый цифровой сигнал поступает на входы решающего устройства (РУ) и устройства тактовой синхронизации (УТС), работа которого подробно описана в подразделе 1.4 (рисунок
1.22). В устройстве тактовой синхронизации местный генератор тактовой частоты
синхронизируется с тактовой частотой принятого цифрового сигнала. С выхода
устройства тактовой синхронизации короткие импульсы расположенные в середине тактового интервала принятого цифрового сигнала с поступают на решающее устройство (точка 3 рисунки 1.31 и 1.32).
В решающем устройстве регенератора принимается решение, что был передан символ «1», если в момент прихода короткого импульса от устройства тактовой синхронизации
с +п о м п о р
" 1 "UU
В противном случае принимается решение, что был передан символ «0».
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]