Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Схемотехника телекоммуникационных устройств проектирование широкополосных усилителей на биполярных транзисторах. Учебное пособие

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

08.09.2026

Размер:

2 Мб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 12 / 72 3 4 5 6 7 > Следующая >>>

2. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА

С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ

2.1. Оконечный каскад

Принципиальная схема оконечного некорректированного усилительного каскада c общим эмиттером (ОЭ) приведена на рис. 2.1.

Рис. 2.1. Схема оконечного усилительного каскада с ОЭ:

Ср — разделительные конденсаторы; Rб1, Rб2 — резисторы базового делителя;

Rэ — резистор термостабилизации; СЭ — блокировочный конденсатор;

Rк — сопротивление в цепи коллектора; Rн — сопротивление нагрузки

Каскад с ОЭ относится к категории инвертирующих усилителей и в сравнении с другими типовыми каскадами позволяет получить наиболее высокий коэффициент усиления по напряжению (15–25 дБ) и значительный коэффициент усиления по току (15–20 дБ). Для каскада с ОЭ входное сопротивление сравнительно невелико (десятки Ом — единицы килоом), а выходное сопротивление относительно большое (единицы килоом — сотни килоом). Характеристики входных и выходных цепей позволяют реализовать многокаскадный усилитель из последовательно включенных каскадов с ОЭ. Для входной цепи каскада с ОЭ характерно проявление эффекта Мюллера, заключающегося в увеличении входной емкости, пропорциональном значению коэффициента усиления, вследствие чего сужается полоса про-

б1

б2

вых

вх

пускания каскада. Полоса пропускания некорректированного каскада с ОЭ сильно зависит от высокочастотных параметров транзистора, при этом целесообразность выбора каскада с ОЭ при проектировании широкополосного усилителя связана

с критической частотой

(0,1...0,15)

кр т

ff

, ниже которой

(

в кр

ff

) выбор схемы с ОЭ оправдан, выше которой (

в кр

ff

)

должны быть рассмотрены иные схемные решения, использующие режимы включения транзистора с ОБ или ОК, высокочастотной коррекции и введения отрицательной обратной связи.

2.1.1. Выбор транзистора

Выбор транзистора для работы в составе широкополосного усилительного оконечного каскада осуществляется с учетом следующих предельных параметров:

1. Граничной частоты усиления транзистора по току

в схеме с ОЭ:

(10 15)

тв

ff

(2.1)

2. Предельно допустимого напряжения коллектор — эмиттер:

max

(2,5 3)

кэ вых

UU

(2.2)

3. Предельно допустимого тока коллектора:

max

(2,5 3)

вых





(2.3)

Тип проводимости транзистора может быть любой. Обычно при U

вых

= (1–5) В и Rн = 50, 75 Ом для использования в выходном каскаде используются кремниевые ВЧ- и СВЧтранзисторы средней и большой мощности.

2.1.2. Расчет требуемого режима работы транзистора

Координаты рабочей точки необходимо рассчитать так, чтобы получить без ограничения требуемые амплитуды напряжения и тока в нагрузке с учетом смещения точки покоя в заданном диапазоне температур окружающей среды. Существую-

щие графические методы задания режима покоя основаны на построении динамических характеристик, при этом необходимы выходная и входная статические вольт-амперные характеристики (ВАХ) транзистора, которые в современных справочниках по транзисторам не всегда приводятся. Рассмотрим методику задания коллекторного тока в точке покоя усилителя при работе в режиме А без использования ВАХ.

Напряжение коллектор — эмиттер в рабочей точке для ШУ определяется как:

Uко = U

вых

+ Uн, (2.4)

где Uн — напряжение насыщения семейства кривых выходных ВАХ транзистора, Uн

.12В

Значение коллекторного тока в точке покоя определяется как:

)4( ) (( 0,026)

2( )

1,1

вых

ms ms r

    





(2.5)

где

;

ск

r С

— объемное сопротивление базы;

— емкость коллекторного перехода;



— постоянная времени цепи обратной связи;



— статический коэффициент передачи тока эмиттера;

— коэффициент передачи оконечного каскада усилителя

в области средних частот;

0,095ms 

— для планарных кремниевых транзисторов;

0,126ms 

— для остальных транзисторов.

В справочной литературе значения



часто приво-

дятся измеренными при отличном от требуемого значения напряжения коллектор — эмиттер

0к

, поэтому при расчетах

значение

следует пересчитать по формуле [3]:

( ) ( )

к к кэ кэ

кк

С U С U U U

, (2.6)

где

кэ

— значение напряжения коллектор — эмиттер, при ко-

тором приводится справочное значение

Полученное в результате расчета значение Iк0 должно удовлетворять условиям:

Iк0 ≤ I

кmax

, (2.7)

где I

кmax

— допустимый ток коллектора;

;

0,026

( ) 0,8

КR

  



(2.8)

доп

PP

(2.9)

;

кк

P I U

(2.10)

где

— мощность, рассеиваемая на коллекторе в точке покоя;

доп

— допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе.

На выбор значения

0к

, согласно (2.5), влияет амплитуда

выходного сигнала и задаваемое значение коэффициента передачи каскада. В случае невыполнения условий (2.7–2.9) следует

задать новое значение коэффициента

5...18к 

и после расчета

0к

вновь проверить условия (2.7–2.9). При невозможности их

реализовать рекомендуется выбрать новый высокочастотный транзистор средней или большой мощности с большими значениями

maxк

доп

2.1.3. Расчет эквивалентных параметров транзистора

В соответствии с [2, 12, 13] приведенные ниже соотношения для расчета усилительных каскадов основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора (рис. 2.2) либо на использовании его однонаправленной модели (рис. 2.3).

Рис. 2.2. Эквивалентная схема Джиаколетто

Рис. 2.3. Однонаправленная модель

Значения элементов схемы Джиаколетто могут быть рассчитаны с использованием паспортных данных на транзистор по следующим формулам [3]:

;

ск

r С

бб

gr

     

Ом 1 26 мА мА

ээ

r g I аI  

;

1 (1 )

бэ

gr  

;

12π

С f r





;





;

ff



;

μ 1,2

— для бездрейфового биполярного транзистора;

μ = 1,4…1,9 — для дрейфового биполярного транзистора;

Gr

;

0 0 0

(1 )    

где

— емкость коллекторного перехода;



— постоянная времени цепи обратной связи;

β0 — статический коэффициент передачи тока в схеме с об-

щим эмиттером;

— предельная частота коэффициента передачи тока

в схеме с общим эмиттером;

fβ0 — граничная частота коэффициента передачи тока

в схеме с общим эмиттером;

fα0 — граничная частота коэффициента передачи тока

в схеме с общей базой;

Iэ0 — ток эмиттера в рабочей точке в миллиамперах, мА;

= 3 — для планарных кремниевых транзисторов;

= 4 — для остальных транзисторов.

Поскольку

бк

оказываются много меньше проводи-

мости нагрузки усилительных каскадов, в расчетах они обычно не учитываются.

Значения элементов схемы замещения (рис. 2.4) могут быть рассчитаны по следующим формулам [1, 10, 13]:

вх э

L L L

;

вх

Rr

;

вых к

СС

;

max max

вых кэ к

R U I

где

— индуктивности выводов базы и эмиттера;

maxкэ

— максимально допустимое постоянное напряжение

коллектор — эмиттер;

к max

— максимально допустимый постоянный ток коллектора.

При расчетах по эквивалентной схеме (рис. 2.4) вместо Ег используют параметр G

ном12

— коэффициент усиления транзи-

стора по мощности в режиме двухстороннего согласования [12], равный:

()

ном

G   

, (2.11)

где

ном

=2

ном

f

(2.12)

круговая частота, на которой коэффициент усиления транзистора по мощности в режиме двухстороннего согласования равен единице, а  — текущая круговая частота.

Формула (2.11) и однонаправленная модель (см. рис. 2.3) справедливы для рабочих частот, меньших, чем значения





[1].

2.1.4. Расчет цепей питания и термостабилизации

Определяем максимальное значение температуры коллекторного перехода при работе транзистора:

ТП = T

max

+ Рк·RПС, (2.13)

где T

max

— максимальное значение температуры окружающей среды;

ПС

— тепловое сопротивление переход — среда.

В нормальном тепловом режиме работы транзистора должно выполняться условие:

Пдоп

TT

, (2.14)

где

Пдоп

— допустимая температура коллекторного перехода,

приводимая в справочных данных на транзистор.

Определяем сопротивление коллекторной цепи транзистора

н экв





(2.15)

где

экв

SRK

(2.16)

();

б б бэ

S g g g g  

(2.17)

Задаемся падением напряжения на сопротивлении в цепи эмиттера транзистора URэ ≈ 1…5 В. Требуемое значение напря- жения источника питания Ек для нормальной работы рассматриваемого усилительного каскада составляет:

Rэ

К К К К

E I R U U  

(2.18)

Напряжение источника питания должно соответствовать рекомендованному ряду значений:

= (5; 6; 9; 10; 12; 15; 20; 24; 27; 30; 36) B.

Если в результате расчета

не будет соответствовать

значению из рекомендованного ряда, то путем вариации значением URэ в формуле (2.15) следует привести значение

к бли-

жайшему из рекомендованного ряда.

Величина сопротивления резистора в цепи эмиттера:

Rэ



(2.19)

где

эк

II

Эквивалентное сопротивление нагрузки транзистора постоянному току:

кэ

R R R





(2.20)

Наиболее широкое распространение получила схема эмиттерной термостабилизации (см. рис. 2.1). Проведем расчет этой схемы. Зададимся током делителя, образованного резисторами Rб2 и Rб1:

Iд = (3 – 10)Iб0,

где Iб0 — ток базы в рабочей точке,

II

Определим потенциал на базе транзистора относительно общего провода:

Rэ

бб

U U U

(2.21)

где

0б

— напряжение на базо-эмиттерном переходе в точке

покоя; для кремниевых транзисторов Uб0 = 0,6…1,5 В.

При наличии справочных данных на транзистор ВАХ напряжение Uб0 определяют с использованием входной статической характеристики (соответствующей значению напряжения Uкэ ≥ 5 В) по значению базового тока в режиме покоя Iб0.

Определим номиналы резисторов Rб1 и Rб2:

;



(2.22)

дб







(2.23)

Оценим результирующий уход тока покоя транзистора в заданном диапазоне изменения температуры окружающей среды ΔТ, °С = Т

max

– Т

min

. Увеличение температуры приводит

к смещению входных ВАХ влево на величину

U

, а выход-

ных ВАХ — вверх на величину

I

. При этом коллекторный

ток транзисторного усилительного каскада изменяется на величину:

к т т

тт

I C U C I    

(2.24)

где температурные коэффициенты

1т

2т

для схемы эмит-

терной термостабилизации равны:

(1 );

C S S R

(2.25)

(1 ) β

()

бб

R R R





(2.26)

Температурное приращение базо-эмиттерного напряжения определяется как:

ε,

тт

UT  

(2.27)

где εm — температурный коэффициент напряжения; для германиевых транзисторов равен ≈ 2,2 мВ/°С, для кремниевых транзисторов — ≈ 3 мВ/°С.

Температурное приращение коллекторного тока ∆Im, обусловленное изменениями обратного тока базо-коллекторного перехода ∆I

кобр

и коэффициента передачи тока базы ∆β0, опреде-

ляется соотношением:

β.

кобр б

I I I  

(2.28)

Изменением обратного тока коллекторного перехода для кремниевых транзисторов можно пренебречь ввиду его незначительности ∆I

кобр

≈ 0, а изменение коэффициента передачи

тока базы равно:

β β ,

rT  

(2.29)

где

0,005 1/°С

r 

Правильно рассчитанная схема термостабилизации должна удовлетворять условию:





(2.30)

где Q = 0,05…0,15 — величина, определяемая требованиями к термостабилизации.

2.1.5. Расчет характеристик оконечного каскада в области верхних частот

На рис. 2.4 приведена эквивалентная схема усилительного

каскада на переменном токе.

Рис. 2.4. Эквивалентная схема на переменном токе

При отсутствии реактивности нагрузки полоса про-

пускания каскада в области ВЧ определяется параметрами транзистора. Комплексный коэффициент передачи каскада в области ВЧ определяется выражением [3]:

вых

вх









(2.31)

где

pj

;

 — текущая круговая частота;

;

экв

К S R

(2.32)

()

экв к н к н

R R R R R

; (2.33)

;

      

(2.34)

( ) ( );

кэ

б бэ

С С g g   

(2.35)

;

экв к

R С S r

(2.36)

экв к

R С

(2.37)

При заданном уровне частотных искажений

Y М

верх-

няя граничная частота

полосы пропускания каскада равна:

<<< < Предыдущая 12 / 72 3 4 5 6 7 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]